Module5DC to AC ConvertersVersion 2

Module
5
DC to AC Converters
Version 2 EE IIT, Kharagpur 1
Lesson
35
3-Phase Voltage Source
Inverter With Square
Wave Output
Version 2 EE IIT, Kharagpur 2
After completion of this lesson the reader will be able to:
(i) Explain the operating principle of a three-phase square wave inverter.
(ii) Understand the limitations and advantages of square-wave inverters.
(iii) Do harmonic analysis of load voltage and load current output by the three-phase
sq. wave inverter.
(iv) Decide on voltage and current ratings of inverter switches.
The basic configuration of a Voltage Source Inverter (VSI) has been described in Lesson 33.
Single-phase half-bridge and full-bridge configurations of VSI with square wave pole voltages
have been analyzed in Lesson 34. In this lesson a 3-phase bridge type VSI with square wave pole
voltages has been considered. The output from this inverter is to be fed to a 3-phase balanced
load. Fig. 35.1 shows the power circuit of the three-phase inverter. This circuit may be identified
as three single-phase half-bridge inverter circuits put across the same dc bus. The individual pole
voltages of the 3-phase bridge circuit are identical to the square pole voltages output by singlephase half bridge or full bridge circuits. The three pole voltages of the 3-phase square wave
inverter are shifted in time by one third of the output time period. These pole voltages along with
some other relevant waveforms have been plotted in Fig. 35.2. The horizontal axis of the
waveforms in Fig. 35.2 has been represented in terms of ‘ωt’, where ‘ω’ is the angular frequency
(in radians per second) of the fundamental component of square pole voltage and ‘t’ stands for
time in second. In Fig. 35.2 the phase sequence of the pole voltages is taken as VAO, VBO and
VCO. The numbering of the switches in Fig. 35.1 has some special significance vis-à-vis the
output phase sequence.
Fig. 35.1: A 3-phase Voltage Source Inverter (VSI) feeding a balanced load
Edc
Cdc
_+ A
P idc
n
B
Sw1
Sw2
Sw3
Sw4
C
Sw5
Sw6
A
BC
3-phase
balanced load
N
Version 2 EE IIT, Kharagpur 3
ωt
To appreciate the particular manner in which the switches have been numbered, the conductionpattern of the switches marked in Fig. 35.2 may be noted. It may be seen that with the chosen
numbering the switches turn on in the sequence:- Sw1, Sw2, Sw3, Sw4, Sw5, Sw6, Sw1, Sw2,
….and so on. Identifying the switching cycle time as 360 degrees (2π radians), it can be seen that
each switch conducts for 1800 and the turning on of the adjacent switch is staggered by 60
degrees. The upper and lower switches of each pole (leg) of the inverter conduct in a
0 π/3 2π/3 π 4π/3 5π/3 2π 7π/3 8π/3 3π 10π/3 11π/3 3π
VAB
VAN
VBN
ωt
ωt
Edc
-Edc
1/3Edc
2/3Edc
2/3Edc
-2/3Edc
-2/3Edc
1/3Edc
-1/3Edc
-1/3Edc
0
0
0
Fig. 35.2: Some relevant voltage waveforms output by a 3-phase square wave VSI
VAO
VBO
ωt
0.5Edc
- 0.5Edc ωt
- 0.5Edc
0.5Edc
0
0 Sw1 Sw1
Sw4 Sw4
Sw3 Sw3
0.5Edc
ωt
0
- 0.5Edc
Sw5
Sw2 Sw2
Sw5
Sw6 Sw6
VCO
Sw5
Sw6
Version 2 EE IIT, Kharagpur 4
complementary manner. To reverse the output phase sequence, the switching sequence may
simply be reversed.
Considering the symmetry in the switch conduction pattern, it may be found that at any time
three switches conduct. It could be two from the upper group of switches, which are connected to
positive dc bus, and one from lower group or vice-versa (i.e., one from upper group and two
from lower group). According to the conduction pattern indicated in Fig. 35.2 there are six
combinations of conducting switches during an output cycle:- (Sw5, Sw6, Sw1), (Sw6, Sw1,
Sw2), (Sw1, Sw2, Sw3), (Sw2, Sw3, Sw4), (Sw3, Sw4, Sw5), (Sw4, Sw5, Sw6). Each of these
combinations of switches conducts for 600 in the sequence mentioned above to produce output
phase sequence of A, B, C. As will be shown later the fundamental component of the three
output line-voltages will be balanced. The load side phase voltage waveforms turn out to be
somewhat different from the pole voltage waveforms and have been dealt with in the next
section.
35.1 Determination Of Load Phase-Voltages
Fig. 35.1 shows a star connected balanced 3-phase load. The three load terminals are connected
to the three output points (A, B, C) of the inverter. The neutral point ‘N’ of the load is
deliberately left open for some good reasons mentioned later. The load side phase voltages VAN,
VBN and VCN can be determined from the conduction pattern of the inverter switches. With
reference to Fig. 35.2, it may be seen that for 0≤ωt≤π/3, switches Sw5, Sw6 and Sw1 conduct.
Under the assumption of ideal switches Fig. 35.3(a) will represent the equivalent inverter and
load circuit during the time interval 0≤ωt≤π/3. In the equivalent circuit representation the nonconducting switches have been omitted and a cross (X) sign is used to represent a conducting
switch. For a balanced 3-phase load the instantaneous phase voltage waveforms have been
derived below for the following two cases (i) when the 3-phase load is purely resistive and (ii)
when the load, in each phase, consists of a resistor in series with an inductor and a back e.m.f. In
both the cases the equivalent circuit of Fig. 35.3(a) has been referred to derive the expression for
load-phase voltage.
X
Sw6
Sw5X
Edc
+
_
N
ACB
X
Sw1
VAN = 1/3 Edc
VBN = -2/3 Edc
VCN = 1/3 Edc
Fig. 35.3(a): Schematic load circuit during conduction of Sw5, Sw6 and Sw1
For case (i), when the load is a balance resistive load, it is very easy to see that the instantaneous
phase voltages, for 0≤ωt≤π/3, will be given by VAN = 1/3 Edc, VBN = -2/3 Edc, VCN = 1/3 Edc.
For case (ii), the following circuit relations hold good.
Version 2 EE IIT, Kharagpur 5
A
AN A A
di
V Ri L E
dt
= + + , N Bi L EdiB
dt
= + +
V RB B , CN Ci L EdiC C
dt
V R= + + .…..……(35.1)
V V EAN BN dc− = , ..………………………………………………………..(35.2)V VAN CN=
where, , , are the instantaneous load-phase currents entering phases A, B and C
respectively. , and are the instantaneous magnitudes of load phase-emfs. R and L are
the per-phase load resistance and inductance that are connected in series with the corresponding
phase-emf. Since the load is balanced (with its neutral point floating) the algebraic sum of the
instantaneous phase currents and the phase emfs will be zero. Accordingly,
iA iB iC
EA EB EC
iA + +iB iC = 0 and EA + + = 0………………………………………(35.3)EB EC
From Eqns. 35.1 and 35.3, the following may be deduced:
( )
V V R i i L E E Ri L E VAN CN A C( ) ( ) ( )d i iA C A C B diB B B
dt dt
+
+ = + + + + = − + + = −
N .... (35.4)
Now from Eqns. 35.2 and 35.4 it can be easily found that VAN = 1/3 Edc, VBN = -2/3 Edc, VCN =
1/3 Edc.
Thus the instantaneous magnitudes of load phase voltages, in case of a more general (but
balanced) R-L-E load are same as in case of a simple balanced resistive load.
Fig. 35.3(b) shows the equivalent circuit during π/3≤ωt≤2π/3, when the switches Sw6, Sw1 and
Sw2 conduct. The instantaneous load phase voltages may be found to be VAN = 2/3 Edc, VBN =
VCN = -1/3 Edc.
X
Edc
+
_
X
C
A
B
X
Sw1
Sw2
Sw6
N
VAN = 2/3 Edc
VBN = -1/3 Edc
VCN = -1/3 Edc
Fig. 35.3(b): Schematic load circuit during conduction of Sw6, Sw1 and Sw2
The load phase voltage waveforms for other switching combinations may be found in a similar
manner. Two of the phase voltages,V and V , along with line voltage V have been plotted
over two output cycles in Fig. 35.2. It may be seen that voltage V is similar to V but lags it
by one third of the output cycle period. Further, it can be verified that the load phase voltage V
also has a waveform identical to the two other phase voltages but time displaced by one third of
the output time period. V waveform leads V by 120 degrees in the time (ωt) frame. It
should be obvious that the fundamental component of the phase voltage waveforms will
constitute a balanced 3-phase voltage having a phase sequence A, B, C. It may also be recalled
that by suitably changing the switching sequence the output phase sequence can be changed. The
phase voltage waveforms of Fig. 35.2 show six steps per output cycle and are also referred as the
AN BN AB
BN AN
CN
CN AN
Version 2 EE IIT, Kharagpur 6
six-stepped waveform. A more detailed analysis of the load voltage waveforms is done in the
following section.
35.2 Harmonic Analysis Of Load Voltage Waveforms
The individual pole voltage waveforms output by the 3-phase square wave inverter are identical
to the output waveform of a single-phase half bridge inverter. As a consequence, the harmonic
analysis of the voltage waveform presented in section 34.1 of Lesson 34 is valid here too. The
expression for line voltage VAB is identical to the one given in Lesson 34 (Eqn.34.15), with ‘Φ’
of Eqn. 34.15 replaced by 2π/3 radians. For convenience the expressions for pole-A voltage
‘ ’ and line voltage ‘ ’ are reproduced below in Eqns.35.5 and 35.6. The relevant
waveforms are shown in Fig.35.2.
VAO VAB
1,3,5,7,...,
2
AO dc sin( )
n
E
V
nπ
= ∞
= ∑ nwt ………………………………………....….(35.5)
1,3,5,7,...,
2 2
sin sin ( )
3
dc
AB
n
E
V nwt n
n
wt
π
π
= ∞
⎡
= −⎢
∑ ⎣ ⎦− ⎤⎥ ………………………....(35.6)
Using equations 35.5 and 35.6, the expressions for remaining pole and line voltages can be
written simply by shifting the time (ωt) origin by the phase shift angle shown in Fig.35.2.
Accordingly the expressions for pole voltage and line voltage are written below in Eqns.
35.7 and 35.8 respectively.
VBO VBC
1,3,5,7,...,
2 2
sin ( )
3
dc
BO
n
E
V
n
n wt
π
π
= ∞
= ∑ − ……………………………………...(35.7)
1,3,5,7,...,
2 2
sin ( ) sin ( )
3 3
dc
BC
n
E
V n wt n
n
4
wt
π π
π
= ∞
⎡ ⎤
= −⎢ ⎥−
∑ ⎣ ⎦− …………….…...(35.8)
It may be verified that difference of and leads to the expression for . The
expression for a particular harmonic component in the voltage waveforms is determined simply
by substituting ‘n’ in above equations by the harmonic order. Accordingly the

Kết quả (Việt) 1:

Mô-đun5DC để AC chuyển đổiPhiên bản 2 EE IIT, Kharagpur 1Bài học35Nguồn điện áp 3 phaBiến tần với SquareLàn sóng đầu raPhiên bản 2 EE IIT, Kharagpur 2Sau khi hoàn thành bài học này người đọc sẽ có thể:(i) giải thích nguyên tắc hoạt động của một biến tần làn sóng vuông ba giai đoạn.(ii) hiểu các giới hạn và lợi thế của làn sóng quảng trường biến tần.(iii) làm phân tích dao tải điện áp và tải các sản lượng hiện tại bởi ba phabiến tần dặm sóng.(iv) quyết định điện áp và các xếp hạng hiện tại của thiết bị chuyển mạch biến tần.Cấu hình cơ bản của một biến tần nguồn điện áp (VSI) đã được mô tả trong bài học 33.Một pha nửa-cầu và toàn cầu cấu hình của VSI với sóng vuông cực điện ápđã được phân tích trong bài số 34. Trong bài học này một cây cầu 3-giai đoạn nhập VSI vuông sóng cựcđiện áp đã được coi là. Đầu ra từ biến tần này là để được cho ăn sang một giai đoạn 3 cân bằngtải. Hình 35.1 cho thấy mạch điện ba pha inverter. Mạch này có thể được xác địnhnhư ba một pha nửa-cầu biến tần mạch đặt trên xe buýt cùng dc. Cực cá nhânđiện áp của mạch 3-giai đoạn cầu là giống hệt nhau với sản lượng điện áp vuông cực bởi singlephase một nửa cầu hoặc toàn cầu mạch. Điện áp ba cực của sóng vuông 3 phabiến tần được chuyển trong thời gian bằng một phần ba lượng khoảng thời gian. Các cực điện áp cùng vớimột số waveforms có liên quan khác đã được âm mưu trong hình 35,2. Trục ngang của cácwaveforms in Fig. 35.2 has been represented in terms of ‘ωt’, where ‘ω’ is the angular frequency(in radians per second) of the fundamental component of square pole voltage and ‘t’ stands fortime in second. In Fig. 35.2 the phase sequence of the pole voltages is taken as VAO, VBO andVCO. The numbering of the switches in Fig. 35.1 has some special significance vis-à-vis theoutput phase sequence.Fig. 35.1: A 3-phase Voltage Source Inverter (VSI) feeding a balanced loadEdcCdc_+ A P idc n BSw1Sw2Sw3Sw4 CSw5Sw6ABC3-phasebalanced loadNVersion 2 EE IIT, Kharagpur 3ωtTo appreciate the particular manner in which the switches have been numbered, the conductionpattern of the switches marked in Fig. 35.2 may be noted. It may be seen that with the chosennumbering the switches turn on in the sequence:- Sw1, Sw2, Sw3, Sw4, Sw5, Sw6, Sw1, Sw2,….and so on. Identifying the switching cycle time as 360 degrees (2π radians), it can be seen thateach switch conducts for 1800 and the turning on of the adjacent switch is staggered by 60degrees. The upper and lower switches of each pole (leg) of the inverter conduct in a0 π/3 2π/3 π 4π/3 5π/3 2π 7π/3 8π/3 3π 10π/3 11π/3 3πVABVANVBNωtωtEdc-Edc1/3Edc2/3Edc2/3Edc-2/3Edc-2/3Edc1/3Edc-1/3Edc-1/3Edc000Fig. 35.2: Some relevant voltage waveforms output by a 3-phase square wave VSIVAOVBOωt0.5Edc- 0.5Edc ωt- 0.5Edc0.5Edc00 Sw1 Sw1Sw4 Sw4Sw3 Sw30.5Edcωt0- 0.5EdcSw5Sw2 Sw2Sw5Sw6 Sw6VCOSw5Sw6Version 2 EE IIT, Kharagpur 4complementary manner. To reverse the output phase sequence, the switching sequence maysimply be reversed.Considering the symmetry in the switch conduction pattern, it may be found that at any timethree switches conduct. It could be two from the upper group of switches, which are connected topositive dc bus, and one from lower group or vice-versa (i.e., one from upper group and twofrom lower group). According to the conduction pattern indicated in Fig. 35.2 there are sixcombinations of conducting switches during an output cycle:- (Sw5, Sw6, Sw1), (Sw6, Sw1,Sw2), (Sw1, Sw2, Sw3), (Sw2, Sw3, Sw4), (Sw3, Sw4, Sw5), (Sw4, Sw5, Sw6). Each of thesecombinations of switches conducts for 600 in the sequence mentioned above to produce outputphase sequence of A, B, C. As will be shown later the fundamental component of the threeoutput line-voltages will be balanced. The load side phase voltage waveforms turn out to besomewhat different from the pole voltage waveforms and have been dealt with in the nextsection.35.1 Determination Of Load Phase-VoltagesFig. 35.1 shows a star connected balanced 3-phase load. The three load terminals are connectedto the three output points (A, B, C) of the inverter. The neutral point ‘N’ of the load isdeliberately left open for some good reasons mentioned later. The load side phase voltages VAN,VBN and VCN can be determined from the conduction pattern of the inverter switches. Withreference to Fig. 35.2, it may be seen that for 0≤ωt≤π/3, switches Sw5, Sw6 and Sw1 conduct.Under the assumption of ideal switches Fig. 35.3(a) will represent the equivalent inverter andload circuit during the time interval 0≤ωt≤π/3. In the equivalent circuit representation the nonconducting switches have been omitted and a cross (X) sign is used to represent a conductingswitch. For a balanced 3-phase load the instantaneous phase voltage waveforms have beenderived below for the following two cases (i) when the 3-phase load is purely resistive and (ii)when the load, in each phase, consists of a resistor in series with an inductor and a back e.m.f. Inboth the cases the equivalent circuit of Fig. 35.3(a) has been referred to derive the expression forload-phase voltage.XSw6Sw5XEdc+_NACBXSw1VAN = 1/3 EdcVBN = -2/3 EdcVCN = 1/3 EdcFig. 35.3(a): Schematic load circuit during conduction of Sw5, Sw6 and Sw1For case (i), when the load is a balance resistive load, it is very easy to see that the instantaneousphase voltages, for 0≤ωt≤π/3, will be given by VAN = 1/3 Edc, VBN = -2/3 Edc, VCN = 1/3 Edc.For case (ii), the following circuit relations hold good.Version 2 EE IIT, Kharagpur 5AAN A AdiV Ri L Edt= + + , N Bi L EdiBdt= + +V RB B , CN Ci L EdiC CdtV R= + + .…..……(35.1)V V EAN BN dc− = , ..………………………………………………………..(35.2)V VAN CN=where, , , are the instantaneous load-phase currents entering phases A, B and Crespectively. , and are the instantaneous magnitudes of load phase-emfs. R and L arethe per-phase load resistance and inductance that are connected in series with the correspondingphase-emf. Since the load is balanced (with its neutral point floating) the algebraic sum of theinstantaneous phase currents and the phase emfs will be zero. Accordingly,iA iB iCEA EB ECiA + +iB iC = 0 and EA + + = 0………………………………………(35.3)EB ECFrom Eqns. 35.1 and 35.3, the following may be deduced:( )V V R i i L E E Ri L E VAN CN A C( ) ( ) ( )d i iA C A C B diB B Bdt dt++ = + + + + = − + + = −N .... (35.4)Now from Eqns. 35.2 and 35.4 it can be easily found that VAN = 1/3 Edc, VBN = -2/3 Edc, VCN =1/3 Edc.Thus the instantaneous magnitudes of load phase voltages, in case of a more general (butbalanced) R-L-E load are same as in case of a simple balanced resistive load.Fig. 35.3(b) shows the equivalent circuit during π/3≤ωt≤2π/3, when the switches Sw6, Sw1 andSw2 conduct. The instantaneous load phase voltages may be found to be VAN = 2/3 Edc, VBN =VCN = -1/3 Edc.XEdc+_XCABXSw1Sw2Sw6NVAN = 2/3 EdcVBN = -1/3 EdcVCN = -1/3 EdcFig. 35.3(b): Schematic load circuit during conduction of Sw6, Sw1 and Sw2The load phase voltage waveforms for other switching combinations may be found in a similarmanner. Two of the phase voltages,V and V , along with line voltage V have been plottedover two output cycles in Fig. 35.2. It may be seen that voltage V is similar to V but lags it
by one third of the output cycle period. Further, it can be verified that the load phase voltage V
also has a waveform identical to the two other phase voltages but time displaced by one third of
the output time period. V waveform leads V by 120 degrees in the time (ωt) frame. It
should be obvious that the fundamental component of the phase voltage waveforms will
constitute a balanced 3-phase voltage having a phase sequence A, B, C. It may also be recalled
that by suitably changing the switching sequence the output phase sequence can be changed. The
phase voltage waveforms of Fig. 35.2 show six steps per output cycle and are also referred as the
AN BN AB
BN AN
CN
CN AN
Version 2 EE IIT, Kharagpur 6
six-stepped waveform. A more detailed analysis of the load voltage waveforms is done in the
following section.
35.2 Harmonic Analysis Of Load Voltage Waveforms
The individual pole voltage waveforms output by the 3-phase square wave inverter are identical
to the output waveform of a single-phase half bridge inverter. As a consequence, the harmonic
analysis of the voltage waveform presented in section 34.1 of Lesson 34 is valid here too. The
expression for line voltage VAB is identical to the one given in Lesson 34 (Eqn.34.15), with ‘Φ’
of Eqn. 34.15 replaced by 2π/3 radians. For convenience the expressions for pole-A voltage
‘ ’ and line voltage ‘ ’ are reproduced below in Eqns.35.5 and 35.6. The relevant
waveforms are shown in Fig.35.2.
VAO VAB
1,3,5,7,...,
2
AO dc sin( )
n
E
V
nπ
= ∞
= ∑ nwt ………………………………………....….(35.5)
1,3,5,7,...,
2 2
sin sin ( )
3
dc
AB
n
E
V nwt n
n
wt
π
π
= ∞
⎡
= −⎢
∑ ⎣ ⎦− ⎤⎥ ………………………....(35.6)
Using equations 35.5 and 35.6, the expressions for remaining pole and line voltages can be
written simply by shifting the time (ωt) origin by the phase shift angle shown in Fig.35.2.
Accordingly the expressions for pole voltage and line voltage are written below in Eqns.
35.7 and 35.8 respectively.
VBO VBC
1,3,5,7,...,
2 2
sin ( )
3
dc
BO
n
E
V
n
n wt
π
π
= ∞
= ∑ − ……………………………………...(35.7)
1,3,5,7,...,
2 2
sin ( ) sin ( )
3 3
dc
BC
n
E
V n wt n
n
4
wt
π π
π
= ∞
⎡ ⎤
= −⎢ ⎥−
∑ ⎣ ⎦− …………….…...(35.8)
It may be verified that difference of and leads to the expression for . The
expression for a particular harmonic component in the voltage waveforms is determined simply
by substituting ‘n’ in above equations by the harmonic order. Accordingly the

Kết quả (Việt) 2:

Mô-đun
5
DC để AC Converters
Version 2 EE IIT, Kharagpur 1
Lesson
35
3-Phase Voltage Source
Inverter Với Quảng trường
sóng Output
Version 2 EE IIT, Kharagpur 2
Sau khi hoàn thành bài học này người đọc sẽ có thể:
(i) Giải thích các điều hành nguyên tắc của một ba pha vuông sóng inverter.
(ii) Hiểu được những hạn chế và lợi thế của biến tần sóng vuông.
(iii) làm phân tích sóng hài của điện áp tải và tải sản lượng hiện tại của ba pha
vuông. sóng biến tần.
(iv) Quyết định về điện áp và hiện tại xếp hạng của công tắc biến tần.
Cấu hình cơ bản của một nguồn điện áp Inverter (VSI) đã được mô tả trong Bài 33.
Single-giai đoạn nửa cầu và toàn cầu cấu hình của VSI với sóng vuông cực điện áp
đã được phân tích trong bài 34. Trong bài học này một loại cầu 3 pha VSI với sóng vuông cực
điện áp đã được xem xét. Các đầu ra từ biến tần này là để được ăn với một 3 pha cân bằng
tải. Vả. 35.1 cho thấy các mạch điện của ba pha biến tần. Mạch này có thể được xác định
là ba đơn giai đoạn nửa cầu mạch biến tần đặt trên các xe buýt dc cùng. Cực cá nhân
điện áp của mạch cầu 3 pha được trùng với cực vuông điện áp đầu ra bởi singlephase nửa cầu hoặc mạch toàn cầu. Ba điện cực 3 pha sóng vuông
inverter được chuyển trong thời gian bằng một phần ba thời gian đầu ra. Những điện cực cùng với
một số dạng sóng khác có liên quan đã được vẽ trong hình. 35.2. Trục ngang của
dạng sóng trong hình. 35.2 đã được đại diện trong các điều khoản của 'ωt', nơi 'ω' là tần số góc
(theo radian trên giây) của các thành phần cơ bản của điện áp cực vuông và 't' là viết tắt cho
lần thứ hai. Trong hình. 35.2 trình tự pha của điện áp cực được thực hiện như là VAO, VBO và
VCO. Việc đánh số của các thiết bị chuyển mạch trong hình. 35.1 có một số ý nghĩa đặc biệt vis-à-vis các
chuỗi giai đoạn đầu ra.
Fig. 35.1: A 3 pha điện áp nguồn Inverter (VSI) cho ăn một cân bằng tải
EDC
CDC
_ + A
idc P
n
B
SW1
SW2
SW3
SW4
C
Sw5
SW6
A
BC
3 pha
cân bằng tải
N
Version 2 EE IIT, Kharagpur 3
ωt
Để đánh giá cao theo cách thức đặc biệt, trong đó các thiết bị chuyển mạch đã được đánh số, các conductionpattern các công tắc đánh dấu trong hình. 35.2 có thể được ghi nhận. Nó có thể được nhìn thấy rằng với sự lựa chọn
đánh số các công tắc bật trong trình tự: - SW1, SW2, SW3, SW4, Sw5, SW6, SW1, SW2,
... và vv. Xác định chu kỳ thời gian chuyển đổi là 360 độ (2π radian), nó có thể được nhìn thấy rằng
mỗi chuyển đổi thực hiện trong 1800 và những khúc quanh trên các switch lân cận được lảo đảo bằng 60
độ. Các thiết bị chuyển mạch trên và dưới của mỗi cực (chân) của việc tiến hành biến tần trong một
0 π / 3 2π / 3 π 4π / 3 5π / 3 2π 7π / 3 8π / 3 3π 10π / 3 11π / 3 3π
VAB
VAN
VBN
ωt
ωt
EDC
-Edc
1 / 3Edc
2 / 3Edc
2 / 3Edc
-2 / 3Edc
-2 / 3Edc
1 / 3Edc
-1 / 3Edc
-1 / 3Edc
0
0
0
Hình. 35.2: Một số có liên quan dạng sóng điện áp đầu ra bởi một 3 pha sóng vuông VSI
VAO
VBO
ωt
0.5Edc
- 0.5Edc ωt
- 0.5Edc
0.5Edc
0
0 SW1 SW1
SW4 SW4
SW3 SW3
0.5Edc
ωt
0
- 0.5Edc
Sw5
SW2 SW2
Sw5
SW6 SW6
VCO
Sw5
SW6
Version 2 EE IIT, Kharagpur 4
cách bổ sung. Để đảo ngược thứ tự pha đầu ra, trình tự chuyển mạch có thể
chỉ đơn giản là bị đảo ngược.
Xét tính đối xứng trong các mô hình chuyển đổi dẫn, nó có thể được tìm thấy rằng bất cứ lúc nào
ba công tắc tiến hành. Nó có thể là hai từ nhóm trên thiết bị chuyển mạch, được kết nối với
bus dc tích cực, và một từ nhóm thấp hơn hoặc ngược lại (tức là, một từ nhóm trên và hai
từ nhóm thấp hơn). Theo mô hình dẫn chỉ ra trong hình. 35.2 có sáu
tổ hợp thiết bị chuyển mạch thực hiện trong một chu kỳ sản lượng: - (Sw5, SW6, SW1), (SW6, SW1,
SW2), (SW1, SW2, SW3), (SW2, SW3, SW4), (SW3, SW4 , Sw5), (SW4, Sw5, SW6). Mỗi một
sự kết hợp của thiết bị chuyển mạch thực hiện cho 600 trong trình tự nêu trên để sản xuất ra
thứ tự pha của A, B, C. Như sẽ được hiển thị sau các thành phần cơ bản của ba
đầu ra dòng điện sẽ được cân bằng. Các dạng sóng điện áp phụ tải pha bật ra được
một chút khác nhau từ các dạng sóng điện áp cực và đã được xử lý trong tiếp theo
phần.
35.1 Xác Of tải Phase-Voltages
hình. 35.1 cho thấy một ngôi sao kết nối cân bằng tải 3 pha. Các ba ga tải được kết nối
với ba điểm đầu ra (A, B, C) ​​của biến tần. Điểm trung lập 'N' của tải được
cố tình bỏ ngỏ đối với một số lý do tốt đề cập sau. Các điện áp pha phía phụ tải VAN,
VBN và VCN có thể được xác định từ mô hình truyền dẫn của các công tắc biến tần. Với
tham chiếu đến hình. 35,2, nó có thể được nhìn thấy rằng cho 0≤ωt≤π / 3, chuyển Sw5, SW6 và SW1 hành.
Theo các giả định của lý tưởng chuyển hình. 35,3 (a) sẽ đại diện cho các biến tần tương đương và
mạch nạp trong thời gian khoảng 0≤ωt≤π / 3. Trong biểu diễn mạch điện tương đương với thiết bị chuyển mạch không dẫn điện đã được bỏ qua và một chéo (X) ký hiệu được sử dụng để đại diện cho một tiến hành
chuyển đổi. Đối với một cân bằng tải 3 pha các dạng sóng điện áp pha tức thời đã được
bắt nguồn ở dưới của hai trường hợp sau: (i) khi tải 3 pha hoàn toàn là điện trở và (ii)
khi nạp, trong mỗi giai đoạn, bao gồm một điện trở trong series với một cuộn cảm và một emf trở lại Trong
cả hai trường hợp các mạch tương đương của hình. 35,3 (a) đã được gọi để lấy được các biểu thức
điện áp tải pha.
X
SW6
Sw5X
EDC
+
_
N
ACB
X
SW1
VAN = 1/3 EDC
VBN = -2/3 EDC
VCN = 1/3 EDC
hình. 35,3 (a): mạch nạp Schematic trong dẫn của Sw5, SW6 và SW1
Đối với trường hợp (i), khi nạp là một cân bằng tải điện trở, nó là rất dễ dàng để thấy rằng sự tức thời
điện áp pha, cho 0≤ωt≤π / 3, sẽ được đưa ra bởi VAN = 1/3 EDC, VBN = -2/3 EDC, VCN = 1/3 EDC.
Đối với trường hợp (ii), quan hệ mạch sau tổ chức tốt.
Phiên bản 2 EE IIT, Kharagpur 5
A
AN AA
di
V Ri LE
dt
= + +, N Bi L EdiB
dt
= + +
V RB B, CN Ci L EdiC C
dt
VR = + +. ... .. ...... (35.1)
VV EAN BN dc-=, .. ............................................................... .. (35.2) V VAN CN =
nơi,,, là các dòng tải giai đoạn tức thời vào giai đoạn A, B và C
tương ứng. , Và là cường độ tức thời của pha tải EMFs. R và L là
các kháng tải cho mỗi pha và tự cảm thấy được kết nối trong loạt với tương ứng
pha emf. Kể từ khi tải được cân (với dấu chấm động trung tính của nó) là tổng đại số của các
dòng pha tức thời và các EMFs giai đoạn sẽ bằng không. Theo đó,
iA iB iC
EA EB EC
iA + + iB iC = 0 và EA + + = 0 ............................................. (35.3) EB EC
Từ Eqns. 35.1 và 35.3, sau đây có thể được suy ra:
()
VVR ii LEE Ri LE VAN CN AC () () () di iA CACB DIB BB
dt dt
+
+ = + + + + = - + + = -
N ... . (35.4)
Bây giờ từ Eqns. 35,2 và 35,4 nó có thể dễ dàng thấy rằng VAN = 1/3 EDC, VBN = -2/3 EDC, VCN =
1/3 EDC.
Như vậy độ lớn tức thời của điện áp pha tải, trong trường hợp của một tổng quát hơn (nhưng
cân bằng) RLE tải là tương tự như trong trường hợp của một cân bằng tải điện trở đơn giản.
Fig. 35,3 (b) cho thấy các mạch tương đương trong π / 3≤ωt≤2π / 3, khi các thiết bị chuyển mạch SW6, SW1 và
SW2 hành. Các điện áp pha tải tức thời có thể được tìm thấy là VAN = 2/3 EDC, VBN =
VCN = -1/3 EDC.
X
EDC
+
_
X
C
A
B
X
SW1
SW2
SW6
N
VAN = 2/3 EDC
VBN = -1 / 3 EDC
VCN = -1/3 EDC
hình. 35,3 (b): mạch nạp Schematic trong dẫn của SW6, SW1 và SW2
Các dạng sóng điện áp pha tải cho các kết hợp chuyển đổi khác có thể được tìm thấy trong một tương tự như
cách. Hai trong số các điện áp pha, V và V, cùng với dòng điện áp V đã được vẽ
trên hai chu kỳ đầu ra trong hình. 35.2. Nó có thể được nhìn thấy rằng điện áp V là tương tự như V nhưng thua nó
bằng một phần ba thời gian chu kỳ sản lượng. Hơn nữa, nó có thể được xác nhận rằng giai đoạn tải điện áp V
cũng có một dạng sóng giống với hai điện áp giai đoạn khác, nhưng thời gian di dời do một phần ba
khoảng thời gian đầu ra. V dạng sóng dẫn V 120 độ trong thời gian (ωt) khung. Nó
nên được rõ ràng rằng các thành phần cơ bản của các dạng sóng điện áp pha sẽ
tạo thành một cân bằng điện áp 3 pha có một thứ tự pha A, B, C. Nó cũng có thể được nhớ lại
rằng bằng cách hợp thay đổi trình tự chuyển đổi chuỗi giai đoạn đầu ra có thể được thay đổi . Các
dạng sóng điện áp pha của hình. 35.2 cho thấy sáu bước trên mỗi chu kỳ sản lượng và cũng được gọi là
AN BN AB
BN AN
CN
CN AN
Version 2 EE IIT, Kharagpur 6
sáu bước sóng. Một phân tích chi tiết hơn về các dạng sóng điện áp tải được thực hiện trong các
phần sau.
35,2 Harmonic Analysis Of tải điện áp dạng sóng
Các dạng sóng điện áp cực cá nhân sản lượng của 3-giai đoạn sóng vuông inverter được giống hệt nhau
để các dạng sóng đầu ra của một đơn pha nửa cầu biến tần. Như một hệ quả, hài hòa
phân tích của các dạng sóng điện áp trình bày trong phần 34.1 của Lesson 34 là hợp lệ ở đây quá. Các
biểu hiện cho đường dây điện áp VAB là giống hệt với một đưa ra trong Lesson 34 (Eqn.34.15), với 'Φ'
của eqn. 34.15 thay thế bằng 2π / 3 radian. Để tiện cho các biểu thức cực-A điện áp
'' và đường dây điện áp '' được sao chép dưới đây trong Eqns.35.5 và 35,6. Các liên quan
dạng sóng được thể hiện trong Fig.35.2.
VAO VAB
1,3,5,7, ...,
2
AO dc sin ()
n
E
V
nπ
= ∞
= Σ NWT ................................. ............ .... .... (35.5)
1,3,5,7, ...,
2 2
sin sin ()
3
dc
AB
n
E
V NWT n
n
wt
p
p
= ∞
⎡
= -⎢
Σ ⎣ ⎦- ⎤⎥ ........................... .... (35.6)
Sử dụng phương trình 35.5 và 35.6, các biểu thức cực và dòng điện áp còn lại có thể
viết đơn giản bằng cách thay đổi thời gian (ωt) nguồn gốc của các giai đoạn thay đổi góc độ thể hiện trong Fig.35.2.
Theo đó các biểu thức điện áp cực và điện áp dòng được viết dưới đây trong Eqns.
35.7 và 35.8 tương ứng.
VBO VBC
1,3,5,7, ...,
2 2
sin ()
3
dc
BO
n
E
V
n
n wt
p
p
= ∞
= Σ - .......................................... ... (35.7)
1,3,5,7, ...,
2 2
sin () sin ()
3 3
dc
BC
n
E
V n wt n
n
4
wt
p p
p
= ∞
⎡ ⎤
= ⎥- -⎢
Σ ⎣ ⎦- ................ ... ... (35.8)
Nó có thể được xác nhận rằng sự khác biệt của và dẫn đến những biểu hiện cho. Các
biểu hiện cho một thành phần hài hòa đặc biệt trong các dạng sóng điện áp được xác định đơn giản
bằng cách thay thế 'n' trong phương trình trên theo thứ tự hài hòa. Theo đó,