The two diodes (D1, D2) act as inpu

The two diodes (D1, D2) act as input protection, clipping any signals to the preamplifier that exceed either +5V or 0V by more than one diode drop. They need to be fast-switching (both in
conduction as well as in recovery) and have low input capacitance. On the other hand, given the high input resistance value (750 kOhm) they don't need to shunt a lot of current even at large
overvoltages at the scope input.

The signal is then fed into a simple op-amp follower stage (OP1.1, which is one of the four op-amps inside the Microchip MCP6024). This buffering is also necessary because the following stage (the MCP6S22 programmable-gain amplifier or PGA) does not react kindly to an input source with too high an impedance - wild oscillations would be the result (yes, I tried and it is true!). The input divider's output impedance (R1||R2) is around 187 kOhm while the PGA requires a source impedance of less than 1 kOhm.

The buffered signal drives one of the PGA's inputs (CH0) directly, and also feeds the input of a 1:10 gain stage that produces a signal amplified by 10, which in turn goes to CH1 of the PGA. That way the PGA can choose between less pre-amplification for large input signals, and large amplification for small signals. The PGA has a specified bandwidth (not gain-bandwidth product!) of between 2 and 12 MHz (depending on amplification setting), so we are in safe territory here; the scope actually uses only gain settings of 1, 2, 5, and 10 - according to my experiments higher settings (up to gain = 32 would be possible) are quite sensitive and tend to exhibit excessive noise (an indication that oscillation may not be far away).

The MCP6024 has a gain-bandwidth product of 10 MHz, which is more than sufficient for the buffer stage (gain = 1, so BW = 10 MHz), but marginal for the gain=10 stage (OP1.2) - we can only expect ~1 MHz of bandwidth here, and the other stages (buffer stage, PGA, ADC inside the microcontroller) will further reduce that number somewhat. For that reason I added C14 which increases the gain at higher frequencies. It is chosen so that the gain increase starts approximately at the frequency where otherwise the gain would start to drop off, that way the flat gain region is extended to higher frequencies. On my prototypes I measured a gain-stage bandwidth of around 800 kHz without this compensation but almost 1.3 MHz with C14 in place - quite some bang (50% improvement) at virtually no cost! Its effect is also clearly visible - much faster settling transitions - when using the scope to look at a fast-rising square wave. Ideally C14 would be adjustable, but its value is not overly critical so I stuck with fixed 100pF which was very close to the optimum I determined experimentally as well as by simulating the stage with Microchip's free Spice tool. If C14 were too larger, overshoot would occur.

The resistor trimmer (VR1) is here to allow minor offset adjustments in the high-gain path. The main reason for this is leakage current through the clamp diodes (D1, D2) which introduces a small positive offset onto the signal. This offset is small, but becomes noticeable when multiplied by 10. (VR1 also impacts the exact gain, but the effect is small enough to be ignored (less than 1%), especially when compared to the tolerances of the gain-setting resistors (R7, R8).

Kết quả (Việt) 1:

Điốt hai (D1, D2) hoạt động như bảo vệ đầu vào, clipping bất kỳ tín hiệu để preamplifier vượt quá hoặc + 5V hoặc 0V bởi nhiều hơn một diode thả. Họ cần phải nhanh chóng chuyển đổi-(cả hai đều dẫn cũng như trong phục hồi) và có điện dung đầu vào thấp. Mặt khác, được đưa ra giá trị sức đề kháng cao đầu vào (750 kOhm) họ không cần phải shunt thậm chí rất nhiều hiện tại lớn overvoltages tại lĩnh vực đầu vào.Tín hiệu sau đó đưa vào một giai đoạn đi theo đơn giản op-amp (OP1.1, đó là một trong bốn amps op bên trong MCP6024 vi mạch). Việc đệm này cũng là cần thiết vì giai đoạn sau đây (MCP6S22 lập trình đạt được khuếch đại hoặc PGA) không phản ứng vui lòng với một nguồn đầu vào với quá cao một trở kháng - dao động hoang dã sẽ là kết quả (có, tôi đã cố gắng và đó là sự thật!). Sự phân chia đầu vào của sản lượng trở kháng (R1|| R2) là khoảng 187 kOhm trong khi PGA đòi hỏi một nguồn trở kháng của ít hơn 1 kOhm.Tín hiệu buffered ổ một trong PGA của đầu vào (CH0) trực tiếp, và cũng đạt được các đầu vào của một 1:10 giai đoạn sản xuất một tín hiệu khuếch đại 10, mà lần lượt đi để CH1 PGA nguồn cấp dữ liệu. Như vậy PGA có thể lựa chọn giữa ít tiền khuếch đại tín hiệu đầu vào lớn, và lớn khuếch đại tín hiệu nhỏ. PGA có một quy định băng thông (không phải sản phẩm tăng băng thông!) của giữa 2 và 12 MHz (tùy thuộc vào cài đặt khuếch đại), do đó, chúng tôi đang trong an toàn lãnh thổ ở đây; phạm vi thực sự sử dụng chỉ đạt được cài đặt của 1, 2, 5, và 10 - theo thử nghiệm của tôi thiết đặt cao hơn (lên đến tăng = 32 sẽ có thể) khá nhạy cảm và có xu hướng để triển lãm tiếng ồn quá mức (một dấu hiệu rằng dao động có thể không xa).MCP6024 có một sản phẩm tăng băng thông của 10 MHz, đó là nhiều hơn đủ cho giai đoạn đệm (đạt được = 1, rất BW = 10 MHz), nhưng biên cho độ lợi = 10 giai đoạn (OP1.2) - chúng tôi chỉ có thể mong đợi ~ 1 MHz của băng thông ở đây, và các giai đoạn khác (đệm giai đoạn, PGA, ADC bên trong vi điều khiển) sẽ tiếp tục giảm con số đó hơi. Vì vậy, tôi thêm vào C14 làm tăng độ lợi ở tần số cao hơn. Nó được chọn để đạt được tăng bắt đầu khoảng ở tần số nơi mà nếu không đạt được sẽ bắt đầu để thả ra, như vậy vùng bằng phẳng đạt được mở rộng để tần số cao hơn. Nguyên mẫu của tôi tôi đo một giai đoạn tăng băng thông của khoảng 800 kHz mà không đền bù này nhưng hầu như cách 1.3 MHz với C14 tại chỗ - khá một số bang (50% cải thiện) chi phí hầu như không có! Hiệu quả của nó cũng là rõ ràng - nhiều nhanh hơn giải quyết quá trình chuyển đổi - khi sử dụng phạm vi để xem xét một làn sóng vuông tăng nhanh. Lý tưởng nhất C14 sẽ được điều chỉnh, nhưng giá trị của nó là không quá quan trọng vì vậy tôi mắc kẹt với 100pF cố định mà là rất gần với tối ưu tôi xác định bằng thực nghiệm cũng như bằng cách mô phỏng giai đoạn với công cụ gia vị miễn phí của vi mạch. Nếu C14 quá lớn, vượt qua sẽ xảy ra.Tông đơ điện trở (VR1) là ở đây để cho phép điều chỉnh bù đắp nhỏ trên đường đi đạt được cao. Lý do chính của việc này là rò rỉ hiện tại thông qua các điốt kẹp (D1, D2) mà giới thiệu một đối tượng dời hình tích cực nhỏ vào các tín hiệu. Đối tượng dời hình này là nhỏ, nhưng trở nên đáng chú ý khi nhân với 10. (VR1 cũng ảnh hưởng đến việc đạt được chính xác, nhưng hiệu quả là đủ nhỏ để được bỏ qua (ít hơn 1%), đặc biệt là khi so sánh với dung sai trở kháng được thiết lập (R7, R8).

Kết quả (Việt) 2:

Hai điốt (D1, D2) hành động như bảo vệ đầu vào, cắt bất kỳ tín hiệu để các preamplifier vượt quá hoặc là + 5V hoặc 0V bởi nhiều hơn một thả diode. Họ cần phải được nhanh chóng chuyển mạch (cả trong
và dây điện cũng như trong phục hồi) và có điện dung đầu vào thấp. Mặt khác, do giá trị kháng đầu vào cao (750 kOhm) họ không cần phải shunt rất nhiều hiện nay thậm chí còn rộng lớn
quá áp ở phạm vi đầu vào. Các tín hiệu sau đó được đưa vào một giai đoạn theo đơn giản op-amp (OP1 0,1, đó là một trong bốn op-amps bên trong MCP6024 Microchip). Đệm này cũng là cần thiết vì (bộ khuếch đại MCP6S22 trình độ lợi hay PGA) sau giai đoạn không phản ứng vui lòng để nguồn đầu vào quá cao với một trở kháng - (! Vâng, tôi đã cố gắng và đó là sự thật) dao động hoang dã sẽ là kết quả . Trở kháng đầu ra chia đầu vào của (R1 || R2) là khoảng 187 kOhm trong khi PGA đòi hỏi một trở kháng nguồn ít hơn 1 kOhm. Các tín hiệu đệm ổ đĩa một trong những yếu tố đầu vào của PGA (CH0) trực tiếp, và cũng cung cấp nguồn đầu vào của 1 : 10 giai đoạn tăng sản sinh ra một tín hiệu được khuếch đại bằng 10, mà lần lượt đi vào CH1 của PGA. Bằng cách đó các PGA có thể lựa chọn giữa ít tiền khuếch đại cho tín hiệu đầu vào lớn, và khuếch đại tín hiệu lớn nhỏ. Các PGA có một băng thông xác định (sản phẩm không đạt được băng thông!) Từ 2 đến 12 MHz (tùy thuộc vào thiết lập khuếch đại), vì vậy chúng tôi đang ở trong lãnh thổ an toàn ở đây; phạm vi thực sự sử dụng cài đặt chỉ được 1, 2, 5, và 10 - theo thí nghiệm của tôi thiết lập cao hơn (lên để đạt được = 32 sẽ có thể) là khá nhạy cảm và có xu hướng để triển lãm tiếng ồn quá mức (một dấu hiệu cho thấy dao động có thể không xa). Các MCP6024 có một sản phẩm tăng băng thông 10 MHz, đó là quá đủ cho giai đoạn đệm (tăng = 1, do đó BW = 10 MHz), nhưng biên cho việc đạt được = 10 giai đoạn (OP1.2) - chúng tôi chỉ có thể mong đợi ~ 1 MHz của băng thông ở đây, và các giai đoạn khác (giai đoạn đệm, PGA, ADC bên trong vi điều khiển) sẽ tiếp tục giảm con số đó phần nào. Vì lý do đó tôi đã thêm C14 làm tăng đạt được ở tần số cao hơn. Nó được chọn để tăng lợi bắt đầu khoảng ở tần số khi có mức tăng sẽ bắt đầu rơi xuống, cách mà các khu vực tăng phẳng được mở rộng đến các tần số cao hơn. Trên nguyên mẫu của tôi, tôi đã đo được băng thông tăng giai đoạn khoảng 800 kHz mà không bồi thường này nhưng gần 1,3 MHz với C14 tại chỗ - một số khá nổ (50% cải thiện) hầu như không có chi phí! Hiệu quả của nó cũng là rõ ràng - nhanh giải quyết chuyển tiếp - khi sử dụng phạm vi để nhìn vào một làn sóng vuông tăng nhanh. Lý tưởng nhất là C14 sẽ được điều chỉnh, nhưng giá trị của nó không phải là quá quan trọng vì vậy tôi bị mắc kẹt với 100pF cố định mà đã rất gần với tối ưu tôi xác định bằng thực nghiệm cũng như bằng cách mô phỏng các sân khấu với công cụ miễn phí Spice của Microchip. Nếu C14 là quá lớn, vượt qua sẽ xảy ra. Các tông đơ điện trở (VR1) là ở đây để cho phép nhỏ bù đắp điều chỉnh trong các con đường cao đạt được. Lý do chính của việc này là hiện rò rỉ thông qua các điốt kẹp (D1, D2) trong đó giới thiệu một nhỏ tích cực bù đắp vào các tín hiệu. Điều này bù đắp là nhỏ, nhưng trở nên đáng chú ý khi nhân với 10 (VR1 cũng ảnh hưởng đến việc đạt chính xác, nhưng hiệu quả là đủ nhỏ để được bỏ qua (dưới 1%), đặc biệt là khi so sánh với dung sai của các điện trở tăng-thiết ( R7, R8).