Output signal Uout = –Q / Cr Lower

Output signal Uout = –Q / Cr Lower frequency limit (–3dB) fl = 1 / (2π · Rt · Cr ) If no resistor Rt is selected, the charge amplifier operates in DC mode and the steady- state behavior is governed by drift. These relations are sufficient for most applications. In some extreme cases, the prop- erties of the real charge amplifier must be taken into account: Upper frequency limit fu = 200 … 500 kHz When operating at frequencies above 100 kHz, the input impedance can no longer be neglected, as the open loop gain of the amplifier depends on frequency. Drift due to leakage current IL < 10 fA (MOS-FET), IL < 100 fA (J-FET) Leakage currents cause a drift in the output voltage, which eventually bring the ampli- fier to saturation. The time dependent charge QL = IL · t generates a time dependent output voltage Uout(t) = –IL · t / Cr. Drift due to offset voltage and low input resistance Uoff ≈ a few mV The offset voltage at the amplifier input induces a current Id = Uoff / (Rs // Rc). As for leakage currents, this current may bring the amplifier into saturation. Some charge amplifiers have a built-in zero adjustment to keep the drift to a very low level. Should the input resistance be very low (for instance when measuring at high temper- ature), switching on a time constant resistor Rt or adding a coupling capacitor in series between sensor and amplifier might solve the drift problem. In both cases, the lower limit frequency fl increases. High input capacitance (> 1µF) U Q C A C C A C out r s c r =− + + + ⋅      1 1 In applications for which very long cables are needed, the cable capacitance cannot be neglected, in particular if the open loop gain of the amplifier is not very high. This results in a decrease of the output signal.

Kết quả (Việt) 1:

Đầu ra tín hiệu Uout =-Q / giới hạn tần suất thấp hơn Cr (-3dB) fl = 1 / (2π · RT · CR) nếu không có điện trở Rt được chọn, amplifier phụ trách hoạt động ở chế độ DC và hành vi của trạng thái ổn định được quản lý bởi trôi dạt. Các mối quan hệ là sufficient cho hầu hết các ứng dụng. Trong một số trường hợp cực đoan, chống đỡ-erties của amplifier phụ trách thực sự phải được đưa vào tài khoản: thượng tần số giới hạn fu = 200... 500 kHz khi hoạt động ở tần số trên 100 kHz, trở kháng đầu vào có thể không được bỏ rơi, như lợi mở vòng lặp của amplifier phụ thuộc vào tần số. Trôi do rò rỉ hiện tại IL < 10 fA (MOS-FET), dòng điện rò rỉ IL < 100 fA (J-FET) gây ra một trôi dạt trong điện áp đầu ra, mà cuối cùng mang ampli-fier bão hòa. Phí phụ thuộc vào thời gian QL = IL · t tạo ra một điện áp đầu ra phụ thuộc vào thời gian Uout(t) =-IL · t / Cr. trôi do để bù đắp điện áp và thấp đầu vào kháng Uoff ≈ gây ra một số mV áp bù đắp tại amplifier nhập vào một Id hiện nay = Uoff / (Rs / / Rc). Đối với dòng điện rò rỉ, điều này hiện nay có thể mang lại cho amplifier vào bão hòa. Một số tính tiền amplifiers có một điều chỉnh xây dựng trong zero để giữ sự trôi dạt đến một mức độ rất thấp. Kháng đầu vào nên rất thấp (ví dụ: khi đo tại cao temper-ature), chuyển đổi trên điện trở thường xuyên thời gian Rt hoặc thêm một tụ điện khớp nối trong loạt giữa cảm biến và amplifier có thể giải quyết vấn đề trôi dạt. Trong cả hai trường hợp, fl tần số giới hạn thấp hơn tăng lên. Trở kháng đầu vào cao (> 1µF) U C Q A C A C C trong r s c r = − +++ ⋅      1 1 trong các ứng dụng mà rất dài cáp là cần thiết, trở kháng của cáp không bỏ rơi, đặc biệt nếu vòng lặp mở đạt được của amplifier không phải là rất cao. Kết quả là một sự giảm xuống của tín hiệu đầu ra.

Kết quả (Việt) 2:

Tín hiệu đầu ra Uout = -Q / tần số giới hạn Cr Hạ (-3dB) fl = 1 / (2π · Rt · Cr) Nếu không có điện trở Rt được chọn, phí ampli fi er hoạt động ở chế độ DC và các hành vi nhà nước steady- được điều chỉnh bởi trôi . Những mối quan hệ được RĐD fi cient cho hầu hết các ứng dụng. Trong một số trường hợp cực đoan, các erties prop- của phí thực ampli fi er phải được đưa vào tài khoản: Upper giới hạn tần số fu = 200 ... 500 kHz Khi hoạt động ở tần số trên 100 kHz, trở kháng đầu vào có thể không còn được lãng quên, như vòng lặp mở lợi của er fi ampli phụ thuộc vào tần số. Drift do rò rỉ hiện tại IL <10 fA (MOS-FET), IL <100 fA (J-FET) dòng rò rỉ gây ra một trôi dạt trong các điện áp đầu ra, mà cuối cùng mang fi er AMPLI để bão hòa. Thời phí phụ thuộc QL = IL · t tạo ra một thời gian điện áp đầu ra phụ thuộc Uout (t) =-il · t / Cr. Drift do bù điện áp và kháng đầu vào thấp Uoff ≈ một vài mV Các bù điện áp tại đầu vào fi er ampli gây ra một dòng điện Id = Uoff / (Rs // Rc). Đối với các dòng rò, hiện này có thể mang lại các fi er ampli vào bão hòa. Một số ers fi ampli phụ trách có một built-in điều chỉnh không để giữ cho trôi xuống mức rất thấp. Nên các kháng đầu vào rất thấp (ví dụ khi đo tại ature temper- cao), chuyển đổi trên một hằng số thời gian điện trở Rt hoặc thêm một tụ điện nối trong loạt giữa cảm biến và ampli fi er có thể giải quyết vấn đề drift. Trong cả hai trường hợp, tần số giới hạn dưới fl tăng. điện dung đầu vào cao (> 1μF) UQCACCAC ra rscr = - + + + ⋅      1 1 Trong các ứng dụng mà các loại cáp rất dài là cần thiết, dung cáp có thể không được bỏ qua, đặc biệt nếu được lặp mở của ampli fi er không phải là rất cao. Điều này dẫn đến sự sụt giảm của tín hiệu đầu ra.