obtained from the high-frequency vo

obtained from the high-frequency voltage vector commanded by the GSC, whereas the phase of the current
regulator reaction is obtained from a complex phaselocked loop (PLL) (see Fig. 2). The error signal for the
complex PLL is obtained as the vector cross-product
between e
jϕ
v hf ∗
dqhf_r and the input signal (vdqhfhf ∗ _r), (25).
A PI regulator is used to force this error to be equal
to zero, the output of the regulator being, therefore,
the estimated rotor speed, from which, by means of
integration, the estimated rotor position is obtained
(see Fig. 2). Thus,
ε= vhf ∗
dqhf_r × e
jϕˆ
v hf ∗
dqhf_r =  vdqhfhf ∗ _r sinϕvdqhfhf ∗ _r − ϕˆ vdqhfhf ∗ _r .
(25)
IV. S IMULATION RESULTS
The proposed method has been simulated using the scenario
shown in Fig. 1. Machine parameters, filters, and regulator
parameters (complex PLL and current and voltage regulators)
are shown in Table I. The switching frequency of both the GSC
and the RSC is 10 kHz. The short-circuit power of the grid is
2 MVA, with rg/Xg = 0.3 at 50 Hz.
A maximum power point tracking (MPPT) strategy was used
to control the DFIG. Fig. 3(a) and (b) shows the rotor q-axis
current and the rotor speed response to a step-like change of the
wind speed, whereas Fig. 3(c) shows the phase error between
the estimated position, using the signal processing described
in Section III (see Fig. 2), and the measured position of the
machine. It is observed that the error in the estimated position
is almost negligible even during the transient.

Kết quả (Việt) 1:

thu được từ các véc tơ điện áp tần số cao do GSC, trong khi giai đoạn hiện tạiphản ứng điều chỉnh được lấy từ một vòng lặp phức tạp phaselocked (PLL) (xem hình 2). Các tín hiệu lỗi cho cácphức tạp PLL thu được như là vector cross-sản phẩmgiữa ejϕv hf ∗dqhf_r và tín hiệu đầu vào (vdqhfhf ∗ _r), (25).Một điều PI được sử dụng để buộc lỗi này phải tương đươngbằng không, đầu ra của bộ điều chỉnh, do đó,Các cánh quạt ước tính tốc độ, từ đó, bởi meanshội nhập, vị trí ước tính cánh quạt thu được(xem hình 2). Do đó,Ε = vhf ∗dqhf_r × ejϕˆv hf ∗dqhf_r = vdqhfhf ∗ _r tội lỗi ϕvdqhfhf ∗ _r − ϕˆ vdqhfhf ∗ _r.(25)IV. S IMULATION KẾT QUẢCác phương pháp được đề xuất đã được mô phỏng bằng cách sử dụng các kịch bảnHiển thị trong hình 1. Máy thông số, bộ lọc và điềutham số (phức tạp PLL và hiện tại và điện áp điều chỉnh)Đang hiển thị trong bảng tôi. Chuyển đổi tần số của cả hai GSCvà RSC là 10 kHz. Các ngắn mạch điện của lưới điện là2 MVA, với rg/Xg = 0.3 lúc 50 Hz.Một chiến lược theo dõi (MPPT) tối đa sức mạnh điểm đã được sử dụngđể kiểm soát DFIG. Hình 3(a) và (b) cho thấy các cánh quạt q-trụchiện tại và các cánh quạt tốc độ phản ứng với một sự thay đổi bước như của cácGió tốc độ, trong khi hình 3(c) cho thấy lỗi giai đoạn giữavị trí ước tính, sử dụng xử lý tín hiệu được mô tảtrong phần III (xem hình 2), và vị trí đo của cácmáy. Nó quan sát thấy rằng lỗi ở vị trí ước tínhlà hầu như không đáng kể ngay cả trong lưu trú tạm thời.

Kết quả (Việt) 2:

thu được từ các vector điện áp tần số cao chỉ huy của GSC, trong khi các giai đoạn của hiện
phản ứng điều thu được từ một phaselocked vòng phức tạp (PLL) (xem hình. 2). Các tín hiệu báo lỗi cho
PLL phức tạp thu được là vectơ chéo sản phẩm
giữa e
jφ
v hf *
dqhf_r và tín hiệu đầu vào (vdqhfhf * _r), (25).
Một điều PI được sử dụng để buộc lỗi này được bình đẳng
về không , đầu ra của các điều phúc, do đó,
các ước tính tốc độ rotor, từ đó, bằng các phương tiện
tích hợp, vị trí rotor ước tính thu được
(xem hình. 2). Như vậy,
ε = VHF *
dqhf_r × e
jφ
v hf *
dqhf_r =? vdqhfhf * _r? ? φvdqhfhf tội lỗi * _r - φ vdqhfhf * _r? .
(25)
IV. S mô phỏng trên KẾT QUẢ
Phương pháp đề xuất đã được mô phỏng bằng cách sử dụng các kịch bản
được hiển thị trong hình. Thông số 1. Máy, bộ lọc, và điều chỉnh
các thông số (PLL phức tạp và điều chỉnh hiện tại và điện áp)
được thể hiện trong Bảng I. Tần số chuyển mạch của cả GSC
và RSC là 10 kHz. Các điện ngắn mạch của lưới điện là
2 MVA, với rg / XG = 0,3 ở 50 Hz.
Một chiến lược tối đa theo dõi power point (MPPT) đã được sử dụng
để điều khiển DFIG. Sung. 3 (a) và (b) cho thấy q trục rotor
hiện tại và đáp ứng tốc độ rotor để một bước giống như sự thay đổi của
tốc độ gió, trong khi hình. 3 (c) cho thấy các lỗi pha giữa
các vị trí ước tính, sử dụng xử lý tín hiệu được mô tả
trong Phần III (xem hình. 2), và vị trí đo của
máy. Nó được quan sát thấy rằng các lỗi trong các vị trí ước tính
là gần như không đáng kể ngay cả trong thoáng qua.