Fig. 1. Lower bounds and numericall

Fig. 1. Lower bounds and numerically evaluated values of the spectral efﬁciency for different numbers of BS antennas for MRC, ZF, and MMSE with perfect and imperfect CSI. In this example there are K = 10users, the coherence interval T = 196, the transmit power per terminal is pu = 10dB, and the propagation channel parameters were σshadow =8dB, and ν =3 .8.
where ¯ L (L−1)β +1. The termL i=k
√βh h hlik represents
the pilot contamination, therefore L i=k E" √βh h hlik 2#E { h h hllk 2}
= β (L−1) can be considered as the effect of pilot contamination. Following a similar derivation as in the case of singlecell MU-MIMO systems, we obtain the spectral efﬁciency and energy efﬁciency for imperfect CSI with MRC and ZF receivers, respectively, as (73) and (74) shown at the top of the previouspage.Theprincipalcomplexityin thederivationis the correlation between pilot-contaminated channel estimates. We can see that the spectral efﬁciency is a decreasing function of β and L. Furthermore, when L =1, orβ =0, the results (73) and (74) coincide with (64) and (69) for single-cell MU-MIMO systems.
V. NUMERICAL RESULTS A. Single-Cell MU-MIMO Systems We consider a hexagonal cell with a radius (from center to vertex) of 1000 meters. The users are located uniformly at random in the cell and we assume that no user is closer to the BS than rh = 100 meters. The large-scale fading is modelled via βk = zk/(rk/rh)ν, wherezk is a log-normal random variable with standard deviation σshadow, rk is the distance between the kth user and the BS, and ν is the path loss exponent. For all examples, we choose σshadow =8dB, and ν =3 .8. We assume that the transmitted data are modulated with OFDM. Here, we choose parameters that resemble those of LTE standard: an OFDM symbol duration of Ts = 71 .4μs, and a useful symbol duration of Tu = 66 .7μs. Therefore, the guard interval length is Tg = Ts−Tu =4 .7μs. We choose the channel coherence time to be Tc =1ms. Then, T = Tc Ts Tu Tg =
50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
0.0
10.0
20.0
30.0
40.0Rmrc IP =
T −τ T
K log2 1+ τ (M −1)p2 u τ (K −1)p2 u+(K + τ)pu +1!,
ηmrc IP =
1 pu
Rmrc IP . (64)
We have
lim pu→0
ηmrc IP = lim pu→0
1 pu
Rmrc IP
= lim pu→0
T −τ T
K
(log2 e)τ (M −1)pu τ (K −1)p2 u +(K + τ)pu +1
=0 (65)
and
lim pu→∞
ηmrc IP = lim pu→∞
1 pu
Rmrc IP =0 . (66)
Equations (65) and (66) imply that for low pu, the energy efﬁciency increases when pu increases, and for high pu the energy efﬁciency decreases when pu increases. Since ∂Rmrc IP ∂pu > 0, ∀pu > 0, Rmrc IP is a monotonically increasing function of pu. Therefore, at low pu (and hence at low spectral efﬁciency), the energy efﬁciency increases as the spectral efﬁciency increases and vice versa at high pu. The reason is that, the spectral efﬁciency suffers from a “squaring effect” when the received data signal is multiplied with the received pilots. Hence, at pu 1, the spectral-efﬁciency behaves as ∼ p2 u. As a 4When M is large, the performance of the MMSE receiver is very close to that of the ZF receiver (see Section V). Therefore, the insights on energy versus spectral efﬁciency obtained from studying the performance of ZF can be used to draw conclusions about MMSE as well.
consequence, the energy efﬁciency (which is deﬁned as the spectral efﬁciency divided by pu) increases linearly with pu. In more detail, expanding the rate in a Taylor series for pu 1, we obtain
Rmrc IP ≈ Rmrc IP |pu=0 +
∂Rmrc IP ∂pu -pu=0
pu +
1 2
∂2Rmrc IP ∂p2 u -pu=0
p2 u
=
T −τ T
K log2 (e)τ (M −1)p2 u. (67) This gives the following relation between the spectral efﬁciency and energy efﬁciency at pu 1:
ηmrc IP =.T −τ T
K log2 (e)τ (M −1)Rmrc IP . (68) We can see that when pu 1, by doubling the spectral efﬁciency, or by doubling M, we can increase the energy efﬁciency by 1.5 dB. 2) Zero-Forcing Receiver: From (42), the spectral efﬁciency and energy efﬁciency for ZF are given by
Rzf IP =
T −τ T
K log2 1+ τ (M −K)p2 u (K + τ)pu +1!, and
ηzf IP =
1 pu
Rzf IP. (69)
Similarly to in the analysis of MRC, we can show that at low transmit power pu, the energy efﬁciency increases when the spectral efﬁciency increases. In the low-pu regime, we obtain the following Taylor series expansion
Rzf IP ≈
T −τ T
K log2 (e)τ (M −K)p2 u, for pu 1. (70)
Therefore,
ηzf IP =.T −τ T
K log2 (e)τ (M −K)Rzf IP. (71) Again, at pu 1, by doubling M or Rzf IP, we can increase the energy efﬁciency by 1.5 dB.
B. Multicell MU-MIMO Systems In this section, we derive expressions for the energyefﬁciency and spectral-efﬁciency for a multicell system. These are used for the simulation in the Section V. Here, we consider a simpliﬁed channel model, i.e., D D Dll = I I IK, andD D Dli = βI I IK, where β ∈ [0,1] is an intercell interference factor. Note that from (57), the estimate of the channel between the kth user in the lth cell and the lth BS is given by
ˆ g g gllk = ¯ L +
1 pp!−1⎛ ⎝h h hllk +
L i=kβh h hlik +
1 √ppw w wlk⎞ ⎠. (72)

Fig. 1. Lower bounds and numerically evaluated values of the spectral efﬁciency for different numbers of BS antennas for MRC, ZF, and MMSE with perfect and imperfect CSI. In this example there are K = 10users, the coherence interval T = 196, the transmit power per terminal is pu = 10dB, and the propagation channel parameters were σshadow =8dB, and ν =3 .8.
where ¯ L  (L−1)β +1. The termL i=k
√βh h hlik represents
the pilot contamination, therefore L i=k E" √βh h hlik 2#E { h h hllk 2}
= β (L−1) can be considered as the effect of pilot contamination. Following a similar derivation as in the case of singlecell MU-MIMO systems, we obtain the spectral efﬁciency and energy efﬁciency for imperfect CSI with MRC and ZF receivers, respectively, as (73) and (74) shown at the top of the previouspage.Theprincipalcomplexityin thederivationis the correlation between pilot-contaminated channel estimates. We can see that the spectral efﬁciency is a decreasing function of β and L. Furthermore, when L =1, orβ =0, the results (73) and (74) coincide with (64) and (69) for single-cell MU-MIMO systems.
V. NUMERICAL RESULTS A. Single-Cell MU-MIMO Systems We consider a hexagonal cell with a radius (from center to vertex) of 1000 meters. The users are located uniformly at random in the cell and we assume that no user is closer to the BS than rh = 100 meters. The large-scale fading is modelled via βk = zk/(rk/rh)ν, wherezk is a log-normal random variable with standard deviation σshadow, rk is the distance between the kth user and the BS, and ν is the path loss exponent. For all examples, we choose σshadow =8dB, and ν =3 .8. We assume that the transmitted data are modulated with OFDM. Here, we choose parameters that resemble those of LTE standard: an OFDM symbol duration of Ts = 71 .4μs, and a useful symbol duration of Tu = 66 .7μs. Therefore, the guard interval length is Tg = Ts−Tu =4 .7μs. We choose the channel coherence time to be Tc =1ms. Then, T = Tc Ts Tu Tg =
50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
0.0
10.0
20.0
30.0
40.0Rmrc IP =
T −τ T
K log2 1+ τ (M −1)p2 u τ (K −1)p2 u+(K + τ)pu +1!,
ηmrc IP =
1 pu
Rmrc IP . (64)
We have
lim pu→0
ηmrc IP = lim pu→0
1 pu
Rmrc IP
= lim pu→0
T −τ T
K
(log2 e)τ (M −1)pu τ (K −1)p2 u +(K + τ)pu +1
=0 (65)
and
lim pu→∞
ηmrc IP = lim pu→∞
1 pu
Rmrc IP =0 . (66)
Equations (65) and (66) imply that for low pu, the energy efﬁciency increases when pu increases, and for high pu the energy efﬁciency decreases when pu increases. Since ∂Rmrc IP ∂pu > 0, ∀pu > 0, Rmrc IP is a monotonically increasing function of pu. Therefore, at low pu (and hence at low spectral efﬁciency), the energy efﬁciency increases as the spectral efﬁciency increases and vice versa at high pu. The reason is that, the spectral efﬁciency suffers from a “squaring effect” when the received data signal is multiplied with the received pilots. Hence, at pu  1, the spectral-efﬁciency behaves as ∼ p2 u. As a 4When M is large, the performance of the MMSE receiver is very close to that of the ZF receiver (see Section V). Therefore, the insights on energy versus spectral efﬁciency obtained from studying the performance of ZF can be used to draw conclusions about MMSE as well.
consequence, the energy efﬁciency (which is deﬁned as the spectral efﬁciency divided by pu) increases linearly with pu. In more detail, expanding the rate in a Taylor series for pu  1, we obtain
Rmrc IP ≈ Rmrc IP |pu=0 +
∂Rmrc IP ∂pu -pu=0
pu +
1 2
∂2Rmrc IP ∂p2 u -pu=0
p2 u
=
T −τ T
K log2 (e)τ (M −1)p2 u. (67) This gives the following relation between the spectral efﬁciency and energy efﬁciency at pu  1:
ηmrc IP =.T −τ T
K log2 (e)τ (M −1)Rmrc IP . (68) We can see that when pu  1, by doubling the spectral efﬁciency, or by doubling M, we can increase the energy efﬁciency by 1.5 dB. 2) Zero-Forcing Receiver: From (42), the spectral efﬁciency and energy efﬁciency for ZF are given by
Rzf IP =
T −τ T
K log2 1+ τ (M −K)p2 u (K + τ)pu +1!, and
ηzf IP =
1 pu
Rzf IP. (69)
Similarly to in the analysis of MRC, we can show that at low transmit power pu, the energy efﬁciency increases when the spectral efﬁciency increases. In the low-pu regime, we obtain the following Taylor series expansion
Rzf IP ≈
T −τ T
K log2 (e)τ (M −K)p2 u, for pu  1. (70)
Therefore,
ηzf IP =.T −τ T
K log2 (e)τ (M −K)Rzf IP. (71) Again, at pu  1, by doubling M or Rzf IP, we can increase the energy efﬁciency by 1.5 dB.
B. Multicell MU-MIMO Systems In this section, we derive expressions for the energyefﬁciency and spectral-efﬁciency for a multicell system. These are used for the simulation in the Section V. Here, we consider a simpliﬁed channel model, i.e., D D Dll = I I IK, andD D Dli = βI I IK, where β ∈ [0,1] is an intercell interference factor. Note that from (57), the estimate of the channel between the kth user in the lth cell and the lth BS is given by
ˆ g g gllk = ¯ L +
1 pp!−1⎛ ⎝h h hllk +
L  i=kβh h hlik +
1 √ppw w wlk⎞ ⎠. (72)

0/5000

Từ: -

Sang: -

Kết quả (Việt) 1: [Sao chép]

Sao chép!

Hình 1. Giới hạn thấp hơn và số lượng đánh giá giá trị của phổ efﬁciency cho các số khác nhau của BS ăng ten MRC, ZF và MMSE với CSI hoàn hảo và không hoàn hảo. Trong ví dụ này có K = 10users, khoảng thời gian tính mạch lạc là T = 196, truyền sức mạnh cho mỗi thiết bị đầu cuối là pu = 10dB, và các kênh truyền thông số σshadow = 8dB và ν = 3.8.nơi ¯ L (L−1) β + 1. Thuật ngữ L i = k√βh h hlik đại diện chothí điểm ô nhiễm, do đó L i = k E "√βh h hlik 2 #E {h h hllk 2}= Β (L−1) có thể được coi như là hiệu quả của thí điểm ô nhiễm. Sau một derivation tương tự như trường hợp của singlecell MU-MIMO hệ thống, chúng tôi có được quang phổ efﬁciency và năng lượng efﬁciency cho CSI hoàn hảo với bộ thu MRC và ZF, tương ứng, như (73) và (74) Hiển thị ở trên cùng của previouspage. Theprincipalcomplexityin thederivationis các mối tương quan giữa các phi công ô nhiễm kênh ước tính. Chúng ta có thể thấy quang phổ efﬁciency là một chức năng giảm β và L. Hơn nữa, khi L = 1, orβ = 0, các kết quả (73) và (74) trùng với (64) và (69) cho các đơn bào MU-MIMO hệ thống.V. SỐ kết QUẢ A. đơn bào MU-MIMO hệ thống chúng tôi xem xét một tế bào hình lục giác với bán kính 1000 mét (từ Trung tâm với đỉnh). Những người sử dụng nằm ở thống nhất ngẫu nhiên trong các tế bào và chúng tôi giả định rằng người dùng không có gần gũi hơn với các BS hơn rh = 100 mét. Quy mô lớn dần theo mô hình thông qua βk = zk /(rk/rh) ν, wherezk là một biến ngẫu nhiên đăng nhập bình thường với độ lệch chuẩn σshadow, rk là khoảng cách giữa người dùng kth và BS, và ν là con đường mất mũ. Đối với các ví dụ, chúng ta chọn σshadow = 8dB và ν = 3.8. Chúng tôi giả định rằng truyền dữ liệu điệu với OFDM. Ở đây, chúng tôi chọn thông số tương tự như của tiêu chuẩn LTE: một thời gian biểu tượng OFDM của Ts = 71 .4μs, và một thời gian biểu tượng hữu ích Tu = 66 .7μs. Do đó, chiều dài khoảng thời gian bảo vệ là Tg = Ts−Tu = 4 .7μs. Chúng tôi chọn thời gian tính mạch lạc của kênh là Tc = 1ms. Sau đó, T = Tc Ts Tu Tg =50 100 150 200 250 300 350 400 450 5000.010,020.030.040.0Rmrc IP =T −Τ TK log2 1 + τ (M −1) p2 u τ (K −1) p2 u + (K + τ) pu + 1!,Ηmrc IP =1 puRmrc IP. (64)Chúng tôi cóLim pu→0Ηmrc IP = lim pu→01 puRmrc IP= lim pu→0T −Τ TK(log2 e) τ (M −1) pu τ (K −1) p2 u + (K + τ) pu + 1= 0 (65)vàLim pu→∞Ηmrc IP = lim pu→∞1 puRmrc IP = 0. (66)Phương trình (65) và (66) hàm ý rằng cho thấp pu, efﬁciency năng lượng tăng khi pu tăng và cao pu efﬁciency năng lượng giảm khi pu tăng. Kể từ khi ∂Rmrc IP ∂pu > 0, ∀pu > 0, Rmrc IP là một chức năng monotonically ngày càng tăng của pu. Vì vậy, lúc thấp pu (và do đó lúc thấp phổ efﬁciency), efﬁciency năng lượng tăng khi phổ efﬁciency tăng lên và ngược cao pu. Lý do là rằng, quang phổ efﬁciency bị một hiệu ứng"squaring" khi các dữ liệu đã nhận được tín hiệu là nhân với các phi công đã nhận được. Do đó, tại pu 1, quang phổ efﬁciency cư xử như ∼ p2 u. 4When M là lớn, hiệu suất của máy thu MMSE là rất gần với ZF nhận (xem mục V). Vì vậy, những hiểu biết về năng lượng so với quang phổ efﬁciency thu được từ nghiên cứu hiệu suất của ZF có thể được sử dụng để rút ra kết luận về MMSE là tốt.hậu quả, năng lượng efﬁciency (đó là deﬁned như efﬁciency quang phổ chia pu) tăng tuyến tính với pu. Chi tiết hơn, mở rộng tỷ lệ trong một loạt các Taylor cho pu 1, chúng tôi có đượcRmrc IP ≈ Rmrc IP | pu = 0 +∂Rmrc IP ∂pu-pu = 0Pu +1 2∂2Rmrc IP ∂p2 u-pu = 0P2 u=T −Τ TK log2 (e) τ (M −1) p2 u. (67) này cung cấp cho mối quan hệ sau đây giữa efﬁciency quang phổ và năng lượng efﬁciency tại pu 1:Ηmrc IP =. T −Τ TK log2 (e) τ (M −1) Rmrc IP. (68) chúng ta có thể thấy rằng khi pu 1, bằng cách tăng gấp đôi quang phổ efﬁciency, hoặc bằng cách tăng gấp đôi M, chúng tôi có thể làm tăng năng lượng efﬁciency bởi 1,5 dB. 2) zero buộc nhận: từ (42), quang phổ efﬁciency và năng lượng efﬁciency cho ZF được cho bởiRzf IP =T −Τ TK log2 1 + τ (M −K) p2 u (K + τ) pu + 1!, vàΗzf IP =1 puRzf IP. (69)Tương tự như vậy để trong phân tích của MRC, chúng tôi có thể hiển thị lúc thấp truyền điện pu, efﬁciency năng lượng tăng khi phổ efﬁciency tăng. Ở chế độ low-pu, chúng ta có được mở rộng sau loạt Taylor≈ Rzf IPT −Τ TK log2 (e) τ (M −K) p2 u, cho pu 1. (70)Do đó,Ηzf IP =. T −Τ TK log2 (e) τ (M −K) Rzf IP. (71) lại tại pu 1, bằng cách tăng gấp đôi M hoặc Rzf IP, chúng tôi có thể tăng năng lượng efﬁciency 1,5 dB.B. Multicell MU-MIMO hệ thống trong phần này, chúng ta lấy được biểu hiện cho energyefﬁciency và quang phổ efﬁciency cho một hệ thống multicell. Chúng được sử dụng để mô phỏng trong phần V. Ở đây, chúng ta xem xét một mô hình kênh simpliﬁed, ví dụ, D D Dll = I tôi IK, andD D Dli = βI tôi IK, nơi β ∈ [0,1] là một yếu tố nhiễu sóng intercell. Lưu ý rằng từ (57), dân số ước tính của kênh giữa dùng kth trong tế bào lth và lth BS được cho bởiLiên g g gllk = ¯ L +1 pp! −1⎛ ⎝h h hllk +L i = k βh h hlik +1 √ppw w wlk⎞ ⎠. (72)

đang được dịch, vui lòng đợi..

Kết quả (Việt) 2:[Sao chép]

Sao chép!

Sung. 1. giới hạn thấp hơn và giá trị bằng số đánh giá của tính hiệu fi ef quang phổ cho các số khác nhau của anten BS cho MRC, ZF và MMSE với CSI hoàn hảo và không hoàn hảo. Trong ví dụ này có K = 10users, khoảng thời gian gắn kết T = 196, công suất phát cho mỗi thiết bị đầu cuối là pu = 10dB, và các tham số kênh truyền được σshadow = 8dB, và ν = 3 0,8.
Nơi ¯ L? (L-1) β 1. Thuật ngữ L? I? = K
√βh h hlik đại diện cho
sự ô nhiễm thí điểm, do đó L? I? = K E "√βh h hlik 2 # E {hh hllk 2}
= β (L-1) có thể được coi như là ảnh hưởng của ô nhiễm thí điểm. Sau một nguồn gốc tương tự như trong trường hợp của singlecell hệ thống MU-MIMO, chúng ta có được ef fi tính hiệu và ef năng lượng fi tính hiệu quang phổ cho hoàn hảo CSI với MRC và ZF thu, tương ứng, như (73) và (74) được hiển thị tại trên cùng của previouspage.Theprincipalcomplexityin thederivationis sự tương quan giữa ước tính kênh thí điểm bị ô nhiễm. Chúng ta có thể thấy rằng sự phổ ef fi tính hiệu là một chức năng giảm của β và L. Hơn nữa, khi L = 1, orβ = 0, kết quả (73) và ( 74) trùng với (64) và (69) cho đơn bào hệ thống MU-MIMO.
V. sỐ KẾT QUẢ A. Độc-cell MU-MIMO Systems Chúng tôi xem xét một tế bào lục giác với bán kính (từ trung tâm đến đỉnh) 1000 mét . những người dùng đang đặt thống nhất một cách ngẫu nhiên trong tế bào và chúng tôi giả định rằng không có người sử dụng là gần gũi hơn với các BS hơn rh = 100 mét. các phai quy mô lớn được mô phỏng qua βk = zk / (rk / rh) ν, wherezk là một đăng nhập bình thường biến ngẫu nhiên với σshadow độ lệch chuẩn, rk là khoảng cách giữa người sử dụng thứ k và các BS, và ν là số mũ suy hao đường truyền. Đối với tất cả các ví dụ, chúng tôi chọn σshadow = 8dB, và ν = 3 0,8. Chúng tôi giả định rằng dữ liệu truyền được điều chế với OFDM. Ở đây, chúng ta chọn các thông số tương tự như những tiêu chuẩn LTE: một thời gian biểu tượng OFDM của Ts = 71 .4μs, và một thời gian biểu tượng hữu ích của Tu = 66 .7μs. Do đó, chiều dài khoảng bảo vệ là Tg = Ts-Tu = 4 .7μs. Chúng tôi chọn thời gian kênh gắn kết là Tc = 1ms. Sau đó, T = Tc Ts Tu Tg =
50 100 150 200 250 300 350 400 450 500
0,0
10,0
20,0
30,0
40.0Rmrc IP =
T -τ T
K log2 1+ τ (M -1) p2 u τ (K -1) p2 u + (K + τ) pu 1 !,
ηmrc IP =
1 pu
Rmrc IP. (64)
Chúng tôi đã
lim pu → 0
ηmrc IP = lim pu → 0
1 pu
Rmrc IP
= lim pu → 0
T -τ T
K
(log2 e) τ (M -1) pu τ (K -1) p2 u + (K + τ) pu 1
= 0 (65)
và
lim pu → ∞
ηmrc IP = lim pu → ∞
1 pu
Rmrc IP = 0. (66)
Phương trình (65) và (66) ngụ ý rằng pu thấp, năng lượng ef fi tính hiệu tăng lên khi pu tăng lên, và cho pu cao năng lượng ef fi tính hiệu giảm khi pu tăng. Kể từ ∂Rmrc IP ∂pu> 0, ∀pu> 0, Rmrc IP là một hàm đơn điệu tăng pu. Do đó, pu thấp (và vì thế ở mức thấp phổ tính hiệu fi ef), năng lượng ef fi tính hiệu tăng lên khi ef fi tính hiệu tăng quang phổ và ngược lại tại pu cao. Lý do là, việc phổ ef fi ciency bị một "hiệu ứng bình phương" khi tín hiệu dữ liệu nhận được nhân với các phi công nhận. Do đó, tại pu? 1, fi tính hiệu quang phổ-ef cư xử như ~ p2 u. Là một 4When M là lớn, hiệu suất của máy thu MMSE là rất gần với các máy thu ZF (xem Phần V). Do đó, sự hiểu biết về năng lượng so với phổ tính hiệu fi ef thu được từ việc nghiên cứu hiệu suất của ZF có thể được sử dụng để rút ra kết luận về MMSE là tốt.
Kết quả là, năng lượng ef fi tính hiệu (được định nghĩa là các tính hiệu fi ef phổ chia pu) tăng tuyến tính với pu. Chi tiết hơn, mở rộng tỷ lệ trong một loạt Taylor cho pu? 1, chúng ta có được
Rmrc IP Rmrc IP ≈ | pu = 0 +
∂Rmrc IP ∂pu -pu = 0
pu +
1 2
∂2Rmrc IP ∂p2 u -pu = 0
p2 u
=
T -τ T
K log2 (e) τ (M -1) p2 u. (67) Điều này cung cấp cho các mối quan hệ sau đây giữa ef fi tính hiệu và ef năng lượng fi tính hiệu quang phổ tại pu? 1:
ηmrc IP = .T -τ T
K log2 (e) τ (M -1) Rmrc IP. (68) Chúng ta có thể thấy rằng khi pu? 1, bằng cách nhân đôi phổ ef fi tính hiệu, hoặc bằng cách nhân đôi M, chúng tôi có thể làm tăng năng lượng ef fi tính hiệu 1,5 dB. 2) Zero-Buộc nhận: Từ (42), ef fi tính hiệu và ef năng lượng fi tính hiệu quang phổ cho ZF được cho bởi
Rzf IP =
T -τ T
K log2 1+ τ (M -K) p2 u (K + τ) pu 1 !, và
ηzf IP =
1 pu
Rzf IP. (69)
Tương tự như trong phân tích của MRC, chúng ta có thể thấy rằng công suất phát thấp pu, năng lượng ef fi tính hiệu tăng lên khi phổ ef fi tính hiệu tăng tại. Trong chế độ-pu thấp, chúng tôi có được sự mở rộng chuỗi Taylor sau
Rzf IP ≈
T -τ T
K log2 (e) τ (M -K) p2 u, cho pu? 1. (70)
Do đó,
ηzf IP = .T -τ T
K log2 (e) τ (M -K) Rzf IP. (71) Một lần nữa, tại pu? 1, bằng cách nhân đôi M hoặc Rzf IP, chúng ta có thể làm tăng năng lượng ef fi tính hiệu 1,5 dB.
B. Multicell MU-MIMO Systems Trong phần này, chúng tôi lấy được biểu thức cho tính hiệu fi energyef và quang phổ-ef fi tính hiệu cho một hệ thống multicell. Chúng được sử dụng cho các mô phỏng trong phần V. Ở đây, chúng ta xem xét một mô hình Simpli fi ed kênh, tức là, DD DLL = II IK, andd D DLI = βI tôi IK, nơi β ∈ [0,1] là một yếu tố intercell can thiệp. Lưu ý rằng từ (57), dự toán của các kênh giữa người sử dụng thứ k trong tế bào lth và BS lth được cho bởi
gg gllk = ¯ L +
1 pp! -1⎛ Hllk ⎝hh +
L? i = k? βh h hlik +
1 √ppw w wlk⎞ ⎠. (72)

đang được dịch, vui lòng đợi..

Kết quả (Việt) 3:[Sao chép]

Sao chép!

đang được dịch, vui lòng đợi..

Các ngôn ngữ khác

Hỗ trợ công cụ dịch thuật: Albania, Amharic, Anh, Armenia, Azerbaijan, Ba Lan, Ba Tư, Bantu, Basque, Belarus, Bengal, Bosnia, Bulgaria, Bồ Đào Nha, Catalan, Cebuano, Chichewa, Corsi, Creole (Haiti), Croatia, Do Thái, Estonia, Filipino, Frisia, Gael Scotland, Galicia, George, Gujarat, Hausa, Hawaii, Hindi, Hmong, Hungary, Hy Lạp, Hà Lan, Hà Lan (Nam Phi), Hàn, Iceland, Igbo, Ireland, Java, Kannada, Kazakh, Khmer, Kinyarwanda, Klingon, Kurd, Kyrgyz, Latinh, Latvia, Litva, Luxembourg, Lào, Macedonia, Malagasy, Malayalam, Malta, Maori, Marathi, Myanmar, Mã Lai, Mông Cổ, Na Uy, Nepal, Nga, Nhật, Odia (Oriya), Pashto, Pháp, Phát hiện ngôn ngữ, Phần Lan, Punjab, Quốc tế ngữ, Rumani, Samoa, Serbia, Sesotho, Shona, Sindhi, Sinhala, Slovak, Slovenia, Somali, Sunda, Swahili, Séc, Tajik, Tamil, Tatar, Telugu, Thái, Thổ Nhĩ Kỳ, Thụy Điển, Tiếng Indonesia, Tiếng Ý, Trung, Trung (Phồn thể), Turkmen, Tây Ban Nha, Ukraina, Urdu, Uyghur, Uzbek, Việt, Xứ Wales, Yiddish, Yoruba, Zulu, Đan Mạch, Đức, Ả Rập, dịch ngôn ngữ.