CHAPTER 7Induction Motor Slip-Power

CHAPTER 7
Induction Motor Slip-Power Recovery Drives
7.1 INTRODUCTION
Induction motor drives with full-power control on the stator side, as discussed in Chapters 4. 5 and 6, are widely used in industrial applications. Although either a cage-type or wound-rotor machine can be used in the drive, the former is always preferred because a wound-rotor machine is heavier, more expensive, has higher rotor inertia, a higher speed limitation, and maintenance and reliability problems due to brushes and slip rings. However, it is interesting to note that a wound-rotor machine with a mechanically varying rotor circuit rheostat is possibly the simplest and oldest method of ac motor speed control. One feature of this machine is that the slip power becomes easily available from the slip rings, which can be electronically controlled to control speed of the motor. For limited-range speed control applications, where the slip power is only a fraction of the total power rating of the machine, the converter cost reduction can be substantial. This advantage offsets the demerits of the wound-rotor machine to some extent. Slip-power recovery drives have been used in the following applications:
• Large-capacity pumps and fan drives
• Variable-speed wind energy systems
• Shipboard VSCF (variable-speed/constant-frequency) systems
• Variable-speed hydro pumps/generators
• Utility system flywheel energy storage systems
In this chapter, we will study the principles of slip-power control, particularly the popular static Kramer and static Scherbius drives. It should be noted that the nomenclature in these classes of drives is not consistent. 
7.2 DOUBLY-FED MACHINE SPEED CONTROL BY ROTOR RHEOSTAT
A simple and primitive method of speed control of a wound-rotor induction motor is by mechanical variation of the rotor circuit resistance, as shown in Figure 7.1.
The torque-slip curves of the motor for varying rotor resistance Rr, as calculated by Equation (2.32), are shown in Figure 7.2. With external resistance R = 0, that is, with the slip rings shorted, the inherent torque-slip curve of the machine gives a speed corresponding to point A at the rated load torque. As the resistance is increased, the curve becomes flatter, giving less speed until the speed becomes zero at high resistance (> /?4). The maximum or breakdown torque (see Equation (2.35)) remains constant, but the starting torque, given by Equation (2.33), increases with higher resistance. The mechanical variation of resistance has the inherent dis¬advantage. In addition, this method of speed control is very inefficient because the slip energy is wasted in the rotor circuit resistance. However, several advantages of this method are: absence of in-rush starting current, availability of full-rated torque at starting, high line power factor, absence of line current harmonics, and smooth and wide range of speed control. The scheme is hardly used now-a-days.
Instead of mechanically varying the resistance, the equivalent resistance in the rotor cir¬cuit can be varied statically by using a diode bridge rectifier and chopper as shown in Figure 7.3. As usual, the stator of the machine is connected directly to the line power supply, but in the rotor circuit, the slip voltage is rectified to dc by the diode rectifier. The dc voltage is converted to cur-rent source ld by connecting a large series inductor Ld. It is then fed to an IGBT shunt chopper with resistance R as shown. The chopper is pulse width modulated with duty cycle 8 = ton/T, where t(m = on-time and T = time period. When the IGBT is off, the resistance is connected in the circuit and the dc link current Id flows through it. On the other hand, if the device is on, the resistance is short-circuited and the current ld is bypassed through it. It can be shown that the
































duty cycle control of the chopper offers an equivalent resistance /?0 = (1 - 8)R between points A and B. Therefore, the developed torque and speed of the machine can be controlled by the varia¬tion of the duty cycle of the chopper. This electronic control of rotor resistance is definitely advantageous compared to rheostatic control, but the problem of poor drive efficiency remains the same. This scheme has been used in intermittent speed control applications in a limited speed range, where the efficiency penalty is not of great concern.
7.3 STATIC KRAMER DRIVE
Instead of wasting the slip power in the rotor circuit resistance, it can be converted to 60 Hz ac and pumped back to the line. The slip power-controlled drive that permits only a sub- synchronous range of speed control through a converter cascade is known as a static Kramer


drive, and the scheme is shown in Figure 7.4. It is different from the original Kramer drive, where rotating machines were used for slip energy recovery. The static Kramer drive has been very popular in large power pump and fan-type drives, where the range of speed control is lim¬ited near, but below the synchronous speed. The drive system is very efficient and the converter power rating is low, as mentioned before, because it has to handle only the slip power. In fact, the power rating becomes lower with a more restricted range of speed control. The additional advantages, which will be explained later, are that the drive system has dc machine-like charac¬teristics and the control is very simple. These advantages largely offset the disadvantages of the wound-rotor induction machine.
The machine air gap flux is established by the stator supply, and it practically remains constant if stator drops and supply voltage fluctuation are neglected. Ideally, the machine rotor current is a six-stepped wave in phase with the rotor phase voltage if the dc link current Id is con-sidered harmonic-free, and the commutation overlap angle of the diode rectifier is neglected. The machine fundamental frequency phasor diagram referred to the stator is shown in Figure 7.5, where Vs = phase voltage, Irj = fundamental frequency rotor current referred to the stator, y^, = air gap flux, Im = magnetizing current, and (p = power factor angle. With constant air gap flux, machine torque becomes directly proportional to current lr{. Since Ir{ is directly propor¬tional to dc link current fd, the torque is also proportional to Id. Instead of static resistance con¬trol as discussed in the previous section, the scheme here can be considered as CEMF control, where a variable CEMF V{ is being presented by a phase-controlled, line-commutated inverter to control the dc link current Id. In steady-state operation, the rectified slip voltage Vd and inverter


dc voltage V{ will balance, ignoring the resistive drop in the inductance Ld. The voltage Vd is proportional to slip S, whereas the current Id is proportional to developed torque. At a certain speed, the inverter’s firing angle can be decreased to decrease the voltage Vj, which will increase Id to increase the corresponding developed torque. The simplified speed and torque expressions can be derived as follows. Neglecting the stator and rotor drops, voltage Vd is given as Equation (3.21).


where S = per-unit slip, VL = stator line voltage, and ri - stator-to-rotor turns ratio of the machine. Again, the inverter dc voltage V) is given as Equation (3.57).


where n2 = transformer line side-to-inverter ac side turns ratio and a = inverter firing angle. For inverter operation, the range of the firing angle is Till < a < n. Since in steady state Vd and Vj must balance, Equations (7.1) - (7.2) give


Therefore, the speed expression cor can be given as

 
where nln2 = l has been assumed. Equation (7.4) indicates that ideally, speed can be controlled between zero and synchronous speed we by controlling inverter firing angle a. At zero speed, voltage Vd is maximum, which corresponds to angle a = K; at synchronous speed, Vd = 0 when a - K/2. In practice, the maximum speed should be slightly less than synchronous speed so that torque (i.e., Id) can be developed with a finite resistance drop (Vd - IdRd) of the dc link inductor at V, = 0.
Again, neglecting losses, the following power equations can be written:
SPK=V,ld

Kết quả (Việt) 1:

CHAPTER 7Induction Motor Slip-Power Recovery Drives7.1 INTRODUCTIONInduction motor drives with full-power control on the stator side, as discussed in Chapters 4. 5 and 6, are widely used in industrial applications. Although either a cage-type or wound-rotor machine can be used in the drive, the former is always preferred because a wound-rotor machine is heavier, more expensive, has higher rotor inertia, a higher speed limitation, and maintenance and reliability problems due to brushes and slip rings. However, it is interesting to note that a wound-rotor machine with a mechanically varying rotor circuit rheostat is possibly the simplest and oldest method of ac motor speed control. One feature of this machine is that the slip power becomes easily available from the slip rings, which can be electronically controlled to control speed of the motor. For limited-range speed control applications, where the slip power is only a fraction of the total power rating of the machine, the converter cost reduction can be substantial. This advantage offsets the demerits of the wound-rotor machine to some extent. Slip-power recovery drives have been used in the following applications:• Large-capacity pumps and fan drives• Variable-speed wind energy systems• Shipboard VSCF (variable-speed/constant-frequency) systems• Variable-speed hydro pumps/generators• Utility system flywheel energy storage systemsIn this chapter, we will study the principles of slip-power control, particularly the popular static Kramer and static Scherbius drives. It should be noted that the nomenclature in these classes of drives is not consistent. 7.2 DOUBLY-FED MACHINE SPEED CONTROL BY ROTOR RHEOSTATA simple and primitive method of speed control of a wound-rotor induction motor is by mechanical variation of the rotor circuit resistance, as shown in Figure 7.1.The torque-slip curves of the motor for varying rotor resistance Rr, as calculated by Equation (2.32), are shown in Figure 7.2. With external resistance R = 0, that is, with the slip rings shorted, the inherent torque-slip curve of the machine gives a speed corresponding to point A at the rated load torque. As the resistance is increased, the curve becomes flatter, giving less speed until the speed becomes zero at high resistance (> /?4). The maximum or breakdown torque (see Equation (2.35)) remains constant, but the starting torque, given by Equation (2.33), increases with higher resistance. The mechanical variation of resistance has the inherent dis¬advantage. In addition, this method of speed control is very inefficient because the slip energy is wasted in the rotor circuit resistance. However, several advantages of this method are: absence of in-rush starting current, availability of full-rated torque at starting, high line power factor, absence of line current harmonics, and smooth and wide range of speed control. The scheme is hardly used now-a-days.Thay vì máy móc thay đổi kháng chiến, sức đề kháng tương đương trong cir¬cuit cánh quạt có thể khác nhau tĩnh bằng cách sử dụng một diode cầu chỉnh lưu và trực thăng như minh hoạ trong hình 7.3. Như thường lệ, stator của máy tính được kết nối trực tiếp để cung cấp năng lượng dòng, nhưng trong mạch cánh quạt, điện áp trượt sửa chữa để dc bởi chỉnh lưu diode. Điện áp dc được chuyển đổi sang nguồn bệnh hoạn-thuê ld bằng cách kết nối một loạt lớn các cuộn cảm Ld. It sau đó thức ăn cho một trực thăng shunt IGBT với sức đề kháng R như được hiển thị. Trực thăng là chiều rộng xung điệu với nhiệm vụ mùa 8 = tấn / T, nơi mà t (m = ngày thời gian và T = khoảng thời gian. Khi IGBT là tắt, kháng chiến được kết nối trong các vi mạch và dc liên kết hiện tại Id chảy qua nó. Mặt khác, nếu thiết trên, kháng chiến là chập và ld hiện tại bỏ qua thông qua nó. Nó có thể được chỉ ra rằng các kiểm soát chu kỳ nhiệm vụ trực thăng có một sức đề kháng tương đương /? 0 = (1-8) R giữa điểm A và B. Do đó, phát triển mô-men xoắn và tốc độ của máy có thể được kiểm soát bởi varia¬tion của chu kỳ nhiệm vụ của trực thăng. Điều khiển điện tử của cánh quạt kháng là chắc chắn thuận lợi so sánh với rheostatic kiểm soát, nhưng vấn đề hiệu quả lái xe nghèo vẫn giữ nguyên. Chương trình này đã được sử dụng trong các ứng dụng điều khiển tốc độ liên tục trong một phạm vi giới hạn tốc độ, mà các hình phạt hiệu quả là không của mối quan tâm lớn.7.3 TĨNH KRAMER LÁI XEThay vì lãng phí sức mạnh trượt trong kháng chiến mạch cánh quạt, nó có thể được chuyển đổi sang 60 Hz ac và bơm quay lại dòng. Phiếu kiểm soát năng lượng ổ đĩa cho phép chỉ một tiểu đồng bộ phạm vi kiểm soát tốc độ thông qua một thác chuyển đổi được biết đến như một Kramer tĩnh lái xe và các đề án được thể hiện trong hình 7.4. Nó là khác nhau từ gốc Kramer drive, nơi quay máy được sử dụng để phục hồi năng lượng phiếu. Ổ đĩa Kramer tĩnh đã rất phổ biến trong sức mạnh lớn máy bơm và fan hâm mộ-loại drives, nơi phạm vi kiểm soát tốc độ là lim¬ited gần, nhưng dưới tốc độ đồng bộ. Ổ đĩa hệ thống là rất hiệu quả và đánh giá sức mạnh chuyển đổi là thấp, như đã đề cập trước đó, bởi vì nó có để xử lý chỉ sức mạnh trượt. Trong thực tế, đánh giá điện trở nên thấp hơn với một loạt các điều khiển tốc độ hạn chế hơn. Những lợi thế bổ sung, mà sẽ được giải thích sau này, là hệ thống lái xe có dc giống như máy charac¬teristics và sự kiểm soát là rất đơn giản. Những lợi ích này chủ yếu là bù đắp những khó khăn của các máy rotor vết thương cảm ứng.Máy máy khoảng cách thông được thành lập bởi việc cung cấp stator, và nó thực tế vẫn không đổi nếu stator giọt và nguồn cung cấp điện áp biến động được bỏ rơi. Lý tưởng nhất, các cánh quạt máy hiện tại là một sáu-bước sóng trong các giai đoạn với cánh quạt pha điện áp nếu dc liên kết Id hiện tại là con-sidered điều hòa miễn phí, và tính chồng chéo góc của chỉnh lưu diode là bỏ rơi. Sơ đồ phasor cơ bản tần số máy được gọi stator được thể hiện trong hình 7.5, nơi Vs = áp pha, Irj = tần số cơ bản cánh quạt hiện tại được gọi stator, y ^, = Máy thông lượng khoảng cách, Im = magnetizing hiện tại, và (p = điện yếu tố góc. Thông lượng khoảng cách liên tục máy, mô-men xoắn máy trở nên tỷ lệ thuận với hiện tại lr {. Kể từ khi Ir {là trực tiếp propor¬tional DC liên kết hiện tại fd, mô-men xoắn là cũng tỷ lệ thuận với bạn. Thay vì tĩnh kháng con¬trol như được thảo luận trong phần trước, chương trình ở đây có thể được coi là CEMF kiểm soát, nơi một V CEMF biến {đang được trình bày bởi một biến tần kiểm soát giai đoạn, dòng-commutated để kiểm soát các dc liên kết hiện tại của bạn. Trong trạng thái ổn định hoạt động, sửa chữa phiếu điện áp Vd và biến tần điện áp DC V {sẽ cân bằng, bỏ qua giảm resistive cảm Ld. The điện áp Vd là tỷ lệ thuận với trượt S, trong khi Id hiện nay là tỷ lệ thuận với mô-men xoắn phát triển. Ở tốc độ nhất định, các biến tần bắn góc có thể được giảm xuống để giảm điện áp Vj, mà sẽ tăng Id để tăng mô-men xoắn phát triển tương ứng. Đơn giản hóa tốc độ và mô-men xoắn biểu thức có thể được bắt nguồn như sau. Bỏ qua các giọt stator và cánh quạt, điện áp Vd được cho là phương trình (3,21). nơi S = mỗi đơn vị trượt, VL = stator dòng điện áp, và ri - tỷ lệ stator cánh quạt quay của máy. Một lần nữa, biến tần dc điện áp V) được cho là phương trình (3.57). nơi n2 = biến áp đường dây phụ để biến tần ac bên lượt tỷ lệ và một = biến tần bắn góc. Đối với hoạt động biến tần, phạm vi của góc bắn là cho đến khi < một < n. Kể từ khi ở trạng thái ổn định Vd và Vj phải cân bằng, phương trình (7.1) - (7.2) cho Do đó, sự biểu hiện của tốc độ cor có thể được cung cấp như  nơi nln2 = l đã được giả định. Phương trình (7.4) chỉ ra rằng lý tưởng nhất, tốc độ có thể được kiểm soát giữa 0 và đồng bộ tốc độ chúng tôi bằng cách kiểm soát biến tần bắn góc một. Ở tốc độ không, điện áp Vd là tối đa, mà tương ứng với góc một = K; tốc độ đồng bộ, Vd = 0 khi a - K/2. Trong thực tế, tốc độ tối đa vẫn còn một chút ít so với tốc độ đồng bộ vì vậy đó mô-men xoắn (tức là, Id) có thể được phát triển với một thả hữu hạn kháng (Vd - IdRd) của điện dẫn liên kết dc tại V, = 0.Một lần nữa, bỏ qua những thiệt hại, các phương trình quyền lực sau đây có thể được viết:SPK = V, ld < 7'5 >PM = (-S)Pi, = T(,0) m2 (7-6)= Tecoe(i-S)-Pnơi P ^ = máy khoảng cách điện, am = cơ khí sản lượng điện, com = tốc độ cơ khí, và P = số cực. Thay thế phương trình (7.2), (7.3), và (7.5) cho phép tại (2,23) Phương trình này chỉ ra rằng mô-men xoắn là tỷ lệ thuận với hiện tại của bạn. Hệ thống lái xe đã gần như là các đặc tính của một động cơ dc một cách riêng biệt vui mừng, bởi vì máy khoảng cách thông là gần như con¬stant và mô-men xoắn là tỷ lệ thuận với hiện tại của bạn. Với cao tải mô-men xoắn TL, máy có xu hướng để làm chậm và Id hiện tại tăng như vậy đó Te - TL. Nói cách khác, cho một cố định bắn góc của các biến tần, điện áp V / cố định. Do đó, để cân bằng sức đề kháng, giọt dc liên kết induc¬tor, Vd phải hơi tăng, cho tốc độ thả đặc điểm giống như một máy dc. Con số 7.6 cho mô-men xoắn tốc độ đường cong cho góc độ khác nhau bắn một. Chính xác hơn mô-men xoắn-tốc độ quan hệ sẽ được phát triển sau đó.Ổ đĩa Kramer tĩnh có góc tọa độ một tốc độ điều khiển đặc điểm. Ổ đĩa có thể không có khả năng phanh tái tạo, và tốc độ đảo ngược là không thể. Phanh tái tạo trong phạm vi subsynchronous tốc độ sẽ được thảo luận sau này. Để đảo ngược của tốc độ, một máy cắt điện Tìm 7.6 tiêu biểu mô-men xoắn-tốc độ đường cong tại khác nhau biến tần bắn góccó thể được cài đặt trên phía stator nên đảo ngược trình tự pha của điện áp dòng. Đối với hầu hết máy bơm và fan hâm mộ drive ứng dụng, điều khiển đơn giản góc tọa độ một tốc độ là chấp nhận được.7.3.1 Phasor sơ đồMột sơ đồ phasor tần số cơ bản có thể được rút ra để giải thích hiệu suất của ổ đĩa hệ thống. Trong thực tế, yếu tố trọng lượng rẽ nước hiện tại của cánh quạt sẽ hơi đi chệch khỏi đoàn kết vì tính chồng chéo góc Hiển thị trong hình 7.7. Trong thực tế, chồng chéo góc p giới thiệu một góc tụt hậu

Kết quả (Việt) 2:

Chương 7
cơ điện Slip-Power Recovery Drives
7.1 GIỚI THIỆU
khiển động cơ cảm ứng với đầy đủ năng lượng ở phía stator, như đã thảo luận trong Chương 4. 5 và 6, được sử dụng rộng rãi trong các ứng dụng công nghiệp. Mặc dù một trong hai chiếc lồng kiểu hoặc máy vết thương rotor có thể được sử dụng trong các ổ đĩa, các cựu luôn ưa thích vì một vết thương máy-rotor nặng, đắt tiền hơn, có quán tính cao hơn rotor, một giới hạn tốc độ cao hơn, và bảo trì và các vấn đề độ tin cậy do bàn chải và nhẫn trơn trượt. Tuy nhiên, nó là thú vị để lưu ý rằng một máy vết thương cánh quạt với một cách máy móc khác nhau mạch rotor biến trở có thể là phương pháp đơn giản nhất và lâu đời nhất của điều khiển tốc độ động cơ ac. Một đặc điểm của máy này là sức mạnh trượt trở nên dễ dàng có sẵn từ các vòng trượt, có thể được điều khiển điện tử để điều khiển tốc độ của động cơ. Đối với ứng dụng điều khiển tốc độ giới hạn phạm vi, nơi mà quyền lực trượt chỉ là một phần nhỏ trong tổng số đánh giá sức mạnh của máy, giảm chi phí chuyển đổi có thể là đáng kể. Lợi thế này bù đắp lại nhược điểm của máy vết thương rotor đến một mức độ nào. Slip-điện ổ đĩa phục hồi đã được sử dụng trong các ứng dụng sau:
• dung lượng lớn và các ổ đĩa máy bơm quạt
• Hệ thống năng lượng gió biến tốc độ
• Trang bị của tàu VSCF (biến tốc độ / tần số không đổi) hệ thống
• Biến tốc thủy bơm / máy phát điện
• hệ thống lưu trữ năng lượng hệ thống bánh đà Utility
Trong chương này, chúng ta sẽ nghiên cứu các nguyên tắc kiểm soát trượt điện, đặc biệt phổ biến tĩnh Kramer và ổ Scherbius tĩnh. Cần lưu ý rằng các thuật ngữ trong các lớp học của ổ đĩa là không phù hợp. 
7.2 kép FED MÁY TỐC ĐỘ KIỂM SOÁT CỦA ROTOR biến trở
Một phương pháp đơn giản và sơ khai kiểm soát tốc độ của động cơ cảm ứng vết thương rotor là sự thay đổi về cơ học của các kháng mạch rotor , như thể hiện trong hình 7.1.
Các đường cong mô-men xoắn trượt của động cơ khác nhau cho kháng rotor Rr, theo tính toán của phương trình (2.32), được thể hiện trong hình 7.2. Với bên ngoài kháng R = 0, có nghĩa là, với các vòng trượt quá thiếu, các đường cong mô-men xoắn trượt vốn có của máy cung cấp một tốc độ tương ứng với điểm A ở mô-men xoắn tải định mức. Như các kháng được tăng lên, các đường cong trở nên phẳng hơn, cho tốc độ kém hơn cho đến khi tốc độ trở thành số không ở kháng cao (> /? 4). Các mô-men xoắn tối đa hoặc sự cố (xem phương trình (2.35)) vẫn không đổi, nhưng momen khởi động, cho bởi phương trình (2.33), làm tăng sức đề kháng với cao hơn. Sự biến động cơ học của kháng có dis¬advantage vốn có. Ngoài ra, phương pháp này điều khiển tốc độ là rất không hiệu quả bởi vì năng lượng trượt là lãng phí trong các kháng mạch rotor. Tuy nhiên, một số ưu điểm của phương pháp này là: không có trong cao điểm bắt đầu từ hiện tại, sẵn có của mô-men xoắn toàn đánh giá ở khởi đầu, yếu tố dòng điện cao, sự vắng mặt của dòng giai điệu hiện tại, và phạm vi rộng và mịn kiểm soát tốc độ. Các chương trình được sử dụng hiện nay hầu như không-một-ngày.
Thay vì móc khác nhau trong kháng chiến, kháng tương đương trong cir¬cuit rotor có thể được thay đổi bằng cách sử dụng một tĩnh mạch chỉnh lưu cầu diode và chopper như thể hiện trong hình 7.3. Như thường lệ, các stator của máy tính được kết nối trực tiếp đến việc cung cấp dòng điện, nhưng trong mạch rotor, điện áp trượt được sửa chữa để dc bởi bộ chỉnh lưu diode. Các điện áp dc được chuyển thành CUR thuê nguồn ld bằng cách kết nối một Ld loạt cuộn lớn. Sau đó nó được đưa vào một IGBT shunt chopper với kháng R như hình vẽ. Máy cắt được độ rộng xung điều chế với nhiệm vụ chu kỳ 8 = tấn / T, trong đó t (m = on-thời gian và khoảng thời gian T = thời gian. Khi IGBT tắt, kháng được kết nối trong các mạch và các liên kết dc Id dòng điện chạy qua nó. Mặt khác, nếu thiết bị trên, kháng chiến bị ngắn mạch và các ld hiện được bỏ qua thông qua nó. Nó có thể được chỉ ra rằng kiểm soát chu kỳ nhiệm vụ của chopper mang một sức đề kháng tương đương /? 0 = (1 -. 8) R giữa điểm A và B. Do đó, mô-men xoắn và tốc độ phát triển của máy có thể được kiểm soát bởi các varia¬tion của chu kỳ nhiệm vụ của chopper điều khiển điện tử này kháng rotor là chắc chắn có lợi thế so với đối chứng rheostatic, nhưng vấn đề hiệu suất ổ nghèo vẫn giữ nguyên. Chương trình này đã được sử dụng trong các ứng dụng điều khiển tốc độ liên tục trong một dải tốc độ giới hạn, nơi mà các hình phạt hiệu quả không phải là mối quan tâm lớn. 7.3 TĨNH KRAMER Ổ Thay vì lãng phí sức mạnh trượt trong rotor kháng mạch, nó có thể được chuyển đổi sang 60 Hz ac và bơm trở lại vào dòng. Sức mạnh kiểm soát ổ trượt cho phép chỉ một phạm vi đồng bộ phụ điều khiển tốc độ thông qua một thác chuyển đổi được biết đến như một Kramer tĩnh ổ đĩa, và kế hoạch được thể hiện trong hình 7.4. Nó là khác nhau từ ổ đĩa gốc Kramer, nơi các máy quay đã được sử dụng để phục hồi năng lượng trượt. Các ổ đĩa tĩnh Kramer đã rất phổ biến trong máy bơm điện và quạt loại ổ đĩa lớn, nơi phạm vi kiểm soát tốc độ lim¬ited gần, nhưng dưới tốc độ đồng bộ. Các hệ thống ổ đĩa là rất hiệu quả và đánh giá điện chuyển đổi là thấp, như đã đề cập trước đó, bởi vì nó có để xử lý chỉ có sức mạnh chống trượt. Trong thực tế, đánh giá điện trở nên thấp hơn với một phạm vi hạn chế hơn về kiểm soát tốc độ. Những lợi thế bổ sung, mà sẽ được giải thích sau, là rằng các hệ thống ổ đĩa có dc charac¬teristics giống người máy và kiểm soát là rất đơn giản. Những lợi thế lớn bù đắp những nhược điểm của các máy cảm ứng vết thương rotor. Các máy khoảng không thông được thành lập bởi các cung stator, và nó thực tế vẫn không đổi nếu giọt stator và sự biến động cung cấp điện áp đang bị bỏ quên. Lý tưởng nhất, các máy rotor hiện nay là một làn sóng sáu bước vào giai đoạn với các điện áp pha rotor nếu Id hiện liên kết dc là con-sidered hòa miễn phí, và các ân giảm sự chồng chéo góc của bộ chỉnh lưu diode được bỏ qua. Các sơ đồ máy phasor tần số cơ bản được gọi vào stato được thể hiện trong hình 7.5, nơi Vs = điện áp pha, tần số cơ bản Irj = rotor hiện gọi vào stato, y ^, = khoảng cách không khí tuôn ra, Im = dòng từ, và (p = góc hệ số công suất. Với khoảng cách không khí liên tục tuôn ra, máy sẽ trở thành mô-men xoắn tỷ lệ thuận với lr hiện tại {. Kể từ Ir {là propor¬tional trực tiếp để liên kết dc fd hiện nay, mô-men xoắn cũng là tỷ lệ thuận với Id. Thay vì tĩnh con¬trol kháng như thảo luận trong các phần trước, các chương trình ở đây có thể được coi là kiểm soát CEMF, nơi một CEMF V {biến đang được trình bày bằng một pha điều khiển, mạch tuyến tính biến tần để điều khiển Id hiện link dc. Trong hoạt động ổn định, các điện áp trượt sửa chữa Vd và biến tần dc điện áp V {sẽ cân bằng, bỏ qua sự sụt giảm điện trở trong Ld cảm. Các điện áp Vd là tỷ lệ trượt S, trong khi đó Id hiện nay là tỷ lệ thuận với mô-men xoắn được phát triển. Tại một tốc độ nhất định, góc bắn của biến tần có thể được giảm để giảm điện áp Vj, mà sẽ tăng Id để tăng mô-men xoắn phát triển tương ứng. Các biểu thức tốc độ và mô-men xoắn đơn giản có thể được bắt nguồn như sau. Không chú ý tới stator và rotor giọt, điện áp Vd được cho là phương trình (3.21). Trong đó S mỗi đơn vị = trượt, điện áp VL = dòng stator, và ri - stator-to-quay cánh quạt tỷ lệ của máy. Một lần nữa, biến tần điện áp dc V) được cho là phương trình (3.57). nơi n2 = dòng biến áp từ phía này sang phía ac-inverter biến tỷ lệ và một biến tần = góc bắn. Đối với biến tần hoạt động, phạm vi của các góc bắn là Till <a <n. Vì ở trạng thái ổn định Vd và Vj phải cân bằng, phương trình (7.1) - (7.2) cung cấp cho Chính vì vậy, các cor biểu hiện tốc độ có thể được cho là nơi n ln2 = l đã được giả định. Phương trình (7.4) chỉ ra rằng lý tưởng, tốc độ có thể được điều khiển từ không đồng bộ và tốc độ chúng ta bằng cách kiểm soát biến tần góc bắn một. Ở tốc độ số, điện áp Vd là tối đa, tương ứng với góc a = K; ở tốc độ đồng bộ, Vd = 0 khi a - K / 2. Trong thực tế, tốc độ tối đa nên hơi ít hơn so với tốc độ đồng bộ để mô-men xoắn (tức là, Id) có thể được phát triển với một thả hữu hạn kháng. (Vd - IdRd) của liên kết dc cuộn cảm tại V, = 0 Một lần nữa, bỏ qua tổn thất, các phương trình điện sau đây có thể được viết: SPK = V, ld <7'5> Pm = ( -S) Pi, T = (, 0) m 2 (7-6) = Tecoe (iS) - P mà P ^ = điện khoảng cách không khí, Pm = sản lượng năng lượng cơ học, com = tốc độ cơ khí, và P = số cực. Phương trình thay thế (7.2), (7.3) và (7.5) trong (2.23) cho phương trình này chỉ ra rằng mô-men xoắn là tỷ lệ thuận với Id hiện. Các hệ thống ổ đĩa đã gần như đặc điểm của một động cơ dc riêng biệt vui mừng, vì thông lượng khoảng cách không khí là gần con¬stant và mô-men xoắn là tỷ lệ thuận với Id hiện. Với mô-men xoắn cao hơn TL tải, máy có xu hướng chậm lại và tăng Id hiện hành để Te - TL. Nói cách khác, đối với một góc bắn cố định của biến tần, điện áp V / là cố định. Vì vậy, để cân bằng sự sụt giảm sức đề kháng của các liên kết dc induc¬tor, Vd phải tăng lên một chút, cho đặc điểm tốc độ thả giống như một máy dc. Hình 7.6 cung cấp cho các đường cong mô-men xoắn ở tốc độ cao bắn nhau góc a. Quan hệ mô-men xoắn tốc độ chính xác sẽ được phát triển sau này. Các ổ đĩa Kramer tĩnh có một góc phần tư đặc điểm kiểm soát tốc độ. Các ổ đĩa không thể có khả năng phanh tái tạo, và tốc độ đảo chiều là không thể. Phanh tái tạo trong phạm vi tốc độ subsynchronous sẽ được thảo luận sau. Để đảo ngược của tốc độ, một ngắt mạch  Hình 7.6 mô-men xoắn đường cong tiêu biểu tốc độ ở những góc bắn biến tần khác nhau có thể được cài đặt trên phía stator, mà nên đảo ngược thứ tự pha của điện áp dòng. Đối với hầu hết các ứng dụng máy bơm và ổ quạt, điều khiển tốc độ đơn giản một góc phần tư là chấp nhận được. 7.3.1 phasor Sơ đồ Sơ đồ phasor tần số cơ bản có thể được rút ra để giải thích hoạt động của hệ thống lái. Trong thực tế, các yếu tố rotor chuyển hiện tại sẽ hơi chệch khỏi đoàn kết vì sự chồng chéo góc ân giảm thể hiện trong hình 7.7. Trong thực tế, sự chồng chéo góc p giới thiệu một góc lagging