This can be simplified by realizing

This can be simplified by realizing that gi - gi is essentially gi,, and by using
the fact that C, is typically much larger than C, and thus that (C, + C,)2 - Ci
is essentially (C, + C,)2. Thus WT can be approximated as
(14.20b)
Comparing this result to Eq. (14.15) for wp we see that
wT PFwP (14.21)
Because it is so much larger than wp, WT is the common-emitter high-frequency
figure of merit usually quoted for bipolar transistors.
Notice next that like any of the parameters associated with a small-signal
incremental equivalent circuit, UT (as well as up) depends on the bias point.
Referring to Eq. (14,20b), we know that g,, increases as the collector bias current
IC is increased, so it seems possible that WT would also increase as IC is increased.
It will, to a point, but there is a limit because C, also increases as IC increases.
In particular, C, is the sum of the emitter-base junction depletion and diffusion
capacitances. Using Eq. (8.65) for the latter component we can write
c, = gm7b -/- Ce-b,depl (14.22a)
where gm is qIlcl/kT and q is (w;)~/~D~,J~. Clearly as IC is made larger and
larger, the depletion capacitance contribution to C, will become unimportant and
C, can be approximated as
C, z gmTb for IC large ( 14.22b)
At such a large bias level, the base-collector junction depletion capacitance
C, can also be neglected and UT approaches the limit
1
UT = -
Tb
for IC large (14.23)
We know from Sec. 14.2 that the common-base stage has a higher highfrequency
response than the common-emitter stage, so it is natural that we next
consider the high-frequency breakpoint of the short-circuit common-base current
gain a(jw). The idea is illustrated in Fig. 14.12b. We define a(jo) as follows:
Referring to Fig. 14.12b, we see that
(1 4.24)
(14.25)
At low frequencies this is clearly a~ and the high-frequency breakpoint, which
we will define as wa, is

Kết quả (Việt) 1:

This can be simplified by realizing that gi - gi is essentially gi,, and by usingthe fact that C, is typically much larger than C, and thus that (C, + C,)2 - Ciis essentially (C, + C,)2. Thus WT can be approximated as(14.20b)Comparing this result to Eq. (14.15) for wp we see thatwT PFwP (14.21)Because it is so much larger than wp, WT is the common-emitter high-frequencyfigure of merit usually quoted for bipolar transistors.Notice next that like any of the parameters associated with a small-signalincremental equivalent circuit, UT (as well as up) depends on the bias point.Referring to Eq. (14,20b), we know that g,, increases as the collector bias currentIC is increased, so it seems possible that WT would also increase as IC is increased.It will, to a point, but there is a limit because C, also increases as IC increases.In particular, C, is the sum of the emitter-base junction depletion and diffusioncapacitances. Using Eq. (8.65) for the latter component we can writec, = gm7b -/- Ce-b,depl (14.22a)where gm is qIlcl/kT and q is (w;)~/~D~,J~. Clearly as IC is made larger andlarger, the depletion capacitance contribution to C, will become unimportant andC, can be approximated asC, z gmTb for IC large ( 14.22b)At such a large bias level, the base-collector junction depletion capacitanceC, can also be neglected and UT approaches the limit1UT = -Tbfor IC large (14.23)We know from Sec. 14.2 that the common-base stage has a higher highfrequencyphản ứng so với giai đoạn phổ biến-emitter, do đó, nó là tự nhiên mà chúng tôi tiếp theoxem xét điểm ngắt tần số cao của các ngắn mạch cơ bản chung hiện tạiđạt được a(jw). Ý tưởng được minh họa trong hình 14.12b. Chúng tôi xác định a(jo) như sau:Đề cập đến hình 14.12b, chúng ta thấy rằng(1 4,24)(14,25)Tại tần số thấp điều này rõ ràng là một ~ và điểm ngắt tần số cao, màchúng tôi sẽ xác định như wa, là

Kết quả (Việt) 2:

Điều này có thể được đơn giản hóa bằng cách nhận gi đó - về bản chất là gi gi ,, và bằng cách sử dụng
thực tế là C, thường là lớn hơn nhiều so với C, và do đó (C, C +,) 2 - Ci
cơ bản là (C, C + ,) 2. Như vậy WT có thể được xấp xỉ như
(14.20b)
So sánh kết quả này với EQ. (14.15) cho wp chúng ta thấy rằng
wT PFwP (14,21)
Bởi vì nó là như vậy lớn hơn nhiều so với wp, WT là những tần số cao phổ biến-emitter
con số bằng khen thường trích dẫn cho các bóng bán dẫn lưỡng cực.
Thông báo tiếp theo mà giống như bất kỳ các thông số liên quan một tín hiệu nhỏ
mạch tương đương tăng, UT (cũng như lên) phụ thuộc vào điểm thiên vị.
Đề cập đến phương. (14,20b), chúng tôi biết rằng g ,, tăng lên khi các nhà sưu tập thiên vị hiện tại
IC được tăng lên, do đó, nó có vẻ như thể rằng WT cũng sẽ tăng lên khi IC được tăng lên.
Nó sẽ, đến một điểm, nhưng có một giới hạn bởi vì C , cũng như làm tăng IC tăng.
Đặc biệt, C, là tổng hợp của các emitter-base cạn kiệt đường giao nhau và khuếch tán
điện dung. Sử dụng phương trình. (8,65) cho các thành phần sau chúng ta có thể viết
c, = gm7b - / - Ce-b, depl (14.22a)
nơi gm là qIlcl / kT và q là (w;) ~ / ~ D ~, J ~. Rõ ràng là IC được làm lớn hơn và
lớn hơn, đóng góp suy giảm điện dung C, sẽ trở nên không quan trọng và
C, có thể được xấp xỉ như
C, z gmTb cho IC lớn (14.22b)
Ở mức độ sai lệch lớn như vậy, các ngã ba cạn kiệt base-collector điện dung
C, cũng có thể được bỏ qua và UT tiếp cận giới hạn
1
UT = -
Tb
cho IC lớn (14,23)
Chúng ta biết từ Sec. 14,2 rằng giai đoạn chung cơ sở có một highfrequency cao
đáp ứng so với giai đoạn chung-emitter, do đó, nó là tự nhiên mà chúng ta tiếp theo
xem xét các breakpoint-tần số cao của mạch ngắn chung cơ sở hiện nay
tăng một (JW). Ý tưởng này được minh họa trong hình. 14.12b. Chúng ta định nghĩa một (jo) như sau:
Đề cập đến hình. 14.12b, chúng ta thấy rằng
(1 4,24)
(14,25)
Tại các tần số thấp điều này rõ ràng là một ~ và các breakpoint tần số cao, mà
chúng tôi sẽ xác định như wa, là